毕业设计（论文）-微波毫米波电路的电磁兼容性分析

作者:xx学号：x学院(系):电子工程与光电技术学院专业:电子信息工程题目:微波毫米波电路的电磁兼容性分析副教授丁大志副教授丁大志20世纪人类最杰出的成就之一是电子技术和信息技术。电子信息系统的可靠性对生产、生活乃至国家安全都产生了巨大的影响，对信息系统可靠性造成影响的主要原因之一是电磁干扰。随着电气、电子设备的大量使用，我们周围的环境中充满了各种频率的电磁波，这些电磁波对于电子设备而言都是潜在的干扰源。电磁兼容技术是电子产品设计人员必须了解和掌握的基础性技术之一。随着我国加入WTO和实施强制性产品认证制度，电子产品的电磁兼容已经进入到实质性实施阶段．电磁兼容设计技术和方法，已成为重要的设计内容。本次毕业设计主要学习了一些电磁兼容的基本知识，原理，同时学习使用SPICE商用软件，进行一些简单的编程，得到仿真波形，来验证书中的理论推导出的结果，发现符合得较好，可以看出SPICE确实是一个较为有用的仿真设计软件。由于电磁兼容设计范围较广，本次毕业设计只就一个方面进行深入研究。从结构上，本文可以分为四个主要部分：第一部分为绪论，主要介绍电磁兼容技术的背景、意义以及我国电磁兼容技术的发展情况，还简略介绍本次论文的主要内容、结构安排。第二部分主要研究了传输线问题，由于时钟和数据速率的不断提高，传输线输入端和输出端的电压与电流不再相同，会有时延和反射，本章给出传输线的方程。电参数及如何求时域解。第三部分主要是为解决第二章出现的问题：“振铃现象”。研究如何解决该问题，提出两种方案，即并联匹配和串联匹配，并通过SPICE仿真得到波形，来验证匹配方案的效果。第四部分为全文的总结，鸣谢、参考文献以及附录。关键词：电磁兼容；SPICE仿真；传输线；振铃现象；信号完整性；串联匹配；并联匹配毕业设计说明书（论文）外文摘要TitleElectromagneticCompatibilityAnalysisofthemicrowaveandmillimeterwavecircuitsAbstract20thcenturyoneofthemostoutstandingachievementsinelectronictechnologyandinformationtechnology.Thereliabilityofelectronicinformationsystemsofproduction,lifeandevennationalsecurityhavegeneratedahugeimpact,oneofthemajorimpactoninformationsystemsreliabilityelectromagneticinterference.Withtheextensiveuseoftheelectrical,electronicequipment,theenvironmentaroundusisfullofelectromagneticwavesofvariousfrequenciesofelectromagneticwavesfortheelectronicequipmentarepotentialsourcesofinterference.

EMCTechnologyisoneofthebasictechnologyforelectronicproductdesignersmustunderstandandmaster.WithChina'saccessiontotheWTOandtheimplementationofcompulsoryproductcertificationsystem,theelectromagneticcompatibilityofelectronicproducts,hasenteredasubstantivestageofimplementation.EMCdesigntechniquesandmethods,hasbecomeanimportantdesignelements.Thegraduationprojectstudyoftheelectromagneticcompatibilityofthebasicknowledge,principles,whilelearningtousetheSPICEcommercialsoftware,somesimpleprogrammingtogetthesimulationwaveformstoverifythebook'stheoreticalderivationresultsfoundareingoodagreementItcanbeseenthattheSPICEisindeedausefulsimulationdesignsoftware.AwiderangeofEMCdesign,thisgraduationprojectisonlyoneaspectofin-depthstudy.Fromthestructure,thispapercanbedividedintofourmainparts:

Thefirstpartistheintroductionintroducesthebackgroundofelectromagneticcompatibility,meaning,aswellasourEMCtechnologydevelopment,abriefdescriptionofthemaincontentofthispaper,thestructuralarrangement.

Thesecondpartofthetransmissionline,transmissionlinevoltageandcurrentoftheinputsideandoutputsideoftheclockanddatarateisnolongerthesame,therewillbedelayandreflection,transmissionlineequationsaregiveninthischapter.Electricalparametersandhowtoseeksolutiondomain.Thethirdpartistosolvetheproblemsinthesecondchapter:"ringing".Studyhowtosolvetheproblem,putforwardtwooptions,ie,paralleltothematchandseriesmatching,andbySPICEsimulationwaveformstoverifytheeffectivenessoftheprogrammatch.

Thefourthpartisasummaryofthefulltext,Acknowledgements,ReferencesandAppendix.Keywords:Electromagneticcompatibility;SPICEsimulation;transmissionline;ringing;signalintegrity;seriesmatch;parallelmatching目录第1章绪论 页第1章绪论1.1本论文的背景和意义1.1.1电磁兼容电磁兼容是研究电磁干扰的学科。电磁干扰是人们早就发现的电磁现象，它几乎和电磁效应的现象同时被发现，1981年英国科学家发表“论干扰”的文章，标志着研究干扰问题的开始。1989年英国邮电部门研究了通信中的干扰问题，使干扰问题的研究开始走向工程化和产业化。虽然电磁干扰问题由来已久，但电磁兼容这个新的综合性学科确是近代形成的。

40年代提出电磁兼容性（ElectromagneticCompatibility缩写为EMC）概念,是电磁干扰问题由单纯的排除干扰逐步发展成为从理论上、技术上全面控制用电设备在其电磁环境中正常工作能力保证的系统工程。70年代以来，电磁兼容技术逐渐成为非常活跃的学科领域之一。80年代，美国、德国、日本、前苏联、法国等经济发达国家在电磁兼容研究和应用方面达到很高的水平。建立了相应的电磁兼容标准和规范，电磁兼容设计成为民用电子设备和军用武器装备研制中必须严格遵循的原则和步骤。电磁兼容性成为产品可靠性保证中的重要组成部分。90年代，电磁兼容性工程以事后检测处理发展到预先分析评估、预先检验、预先设计。

在我国电磁兼容理论和技术的研究起步较晚，直到80年代之后才组织系统地研究并制定国家级和行业级的电磁兼容性标准和规范。90年代以来，随着国民经济和高科技产业的形迅速发展，在航空、航天、通信、电子等部门，电磁兼容技术受到格外重视。电磁兼容已经成为一门十分活跃的学科在电磁兼容规范与标准、分析、预测、测量以及管理等方面均达到了较高水平，出现了一些商业化的软件及测试设备，形成了一套较完整的电磁兼容设计体系。以电磁兼容预测技术为例，美国在研究过程中，调集了上百家大学和研究所来开发数学模型，为今后电磁兼容预测技术的应用和发展奠定了良好的基础。随着计算机速度和存储容量的飞速发展，使一些由于受计算速度和存储容量限制而束能广泛应用的数值计算方法，如时域有限差分法、矩量法、有限元法等，焕发了括力，并随之出现了多种分析计算电磁兼容特性的软件。目前美国电磁兼容预测技术已发展到了实际应用阶段，但还仅为美国的航空、航天和尖端武器等不多的高精尖产品中采用，并取得了良好的效果。1.1.2SPICE仿真软件Spice是SimulationProgramwithIntegratedCircuitEmphasis的缩写，是一种功能强大的通用模拟电路仿真器，已经具有几十年的历史了，该程序是美国加利福尼亚大学伯克利分校电工和计算科学系开发的，主要用于集成电路的电路分析程序中，Spice的网表格式变成了通常模拟电路和晶体管级电路描述的标准，其第一版本于1972年完成，是用Fortran语言写成的，1975年推出正式实用化版本，1988年被定为美国国家工业标准，主要用于IC，模拟电路，数模混合电路，电源电路等电子系统的设计和仿真。由于Spice仿真程序采用完全开放的政策，用户可以按自己的需要进行修改，加之实用性好，迅速得到推广，已经被移植到多个操作系统平台上。自从Spice问世以来，其版本的更新持续不断，有Spice2、Spice3等多个版本，新版本主要在电路输入、图形化、数据结构和执行效率上有所增强，人们普遍认为Spice2G5是最为成功和有效的，以后的版本仅仅是局部的变动。同时，各种以伯克利的Spice仿真程序的算法为核心的商用Spice电路仿真工具也随之产生，运行在PC和UNIX平台，许多都是基于原始的SPICE2G6版的源代码，这是一个公开发表的版本，它们都在Spice的基础上做了很多实用化的工作，比较常见的Spice仿真软件有Hspice、Pspice、Spectre、Tspice、SmartSpcie、IsSpice等，虽然它们的核心算法雷同，但仿真速度、精度和收敛性却不一样，其中以Synopsys公司的Hspice和Cadence公司的Pspice最为著名。Hspice是事实上的Spice工业标准仿真软件，在业内应用最为广泛，它具有精度高、仿真功能强大等特点，但它没有前端输入环境，需要事前准备好网表文件，不适合初级用户，主要应用于集成电路设计；Pspice是个人用户的最佳选择，具有图形化的前端输入环境，用户界面友好，性价比高，主要应用于PCB板和系统级的设计。SPICE可对电路进行非线性直流分析、非线性瞬态分析和线性交流分析。被分析的电路中的元件可包括电阻、电容、电感、互感、独立电压源、独立电流源、各种线性受控源、传输线以及有源半导体器件。SPICE内建半导体器件模型，用户只需选定模型级别并给出合适的参数。1.2本论文的主要方法和研究进展阅读大量文献，通过课题研究，学会采用ANSYS商用软件对结构进行直六面体网格离散，熟练掌握SPICE的基本原理，本课题需要能熟练使用FORTRAN语言和C编写源代码程序，并分析具体算例验证程序的正确性和适用性。学习电磁兼容技术，推导验证EMC中一些关键公式和例子，并学习SPICE商用软件，且能将两者结合起来。学会使用SPICE进行简单地编程，得到仿真波形，来验证书中的一些重要的例子。本人通过一段时间的学习，初步了解并掌握了电磁兼容技术的一些基本概念、基本原理以及防止电磁干扰的一些措施。由于电磁兼容涉及范围较广，学习难度也较大，同时毕业设计时间并非十分充足，本人重点学习了传输线的一些基本概念，传输线方程，电路的时域解以及保持信号完整性的匹配方案，并利用SPICE仿真软件编写了一些简单的例子，验证了理论推导的结果，得到的仿真波形也与书中一致，可以得出正确的结论。1.3本论文的主要内容及结构安排上节中已经提到，本文将重点研究传输线的一些基本特性，传输线方程、电参数、时域解等等，还为保持信号的完整性提出了两种匹配方案，即串联匹配和并联匹配，并通过SPICE进行仿真验证所得到的结果，最后研究了哪些情况不需要使用两种匹配方案，依然不会使信号的完整性严重降级。本论文的第一章是绪论，先整体介绍了电磁兼容技术的背景、意义及我国的电磁兼容的发展。同时大略介绍了本论文将使用的仿真工具SPICE的演变和发展。第二章研究的是传输线的问题，传输线有很多种，这里重点研究的是双导线，并在文中给出了传输线的方程，电参数，以及如何求解方程的时域解，并给出一些简单的例子，进行SPICE仿真，得到仿真波形，更加形象地来了解、学习传输线的问题。第三章是在第二章研究的基础上提出改善电路“振铃现象”，保持信号完整性的两种匹配方案，即串联匹配和并联匹配，通过对负载端输出波形的分析，讨论两种方案的优缺点。在第三章的最后还研究了哪种情况不需要使用两种匹配方案，依然不会使信号的完整性严重降级。在本论文的最后给出本次毕业设计的结论、鸣谢、以及参考文献。

第2章传输线2.1引言通过一对平行导体在两点之间传输数字和模拟信号，该平行导体就称为传输线。导体可以分为圆形和圆柱形的导体。一些常见的导线型传输线如图2.1-1所示。分别是双导线（a）、无限大接地平面上的单根导线（b）、同轴电缆（c）。图2.1-1图2.1-1（a）所示为双导线。源（数字逻辑门、探头、发射器）由开路电压和源电阻构成的戴维南等效电路表示。图2.1-1（b）所示为一根放置在“接地平面”上的导线，信号电流从地平面返回。图2.1-1（c）所示同轴线是传输线的第三个例子。圆形—圆形屏蔽层包围位于屏蔽层轴线上的内导体，信号电流从屏蔽层的内表面返回。图2.1-2所示为由矩形截面导体构成的一些典型的传输线。印制电路板（PCB）表面和里面具有的矩形截面导体通常被称为连接盘，位于PCB基板的凹槽内，使其稳定。下图（a）分别为通常所指微带线，代表PCB内部的内层面。图2.1-2（b）为常见的微带线，典型的是具有内层面的PCB外表面上的连接盘。图2.1-2（c）为没有内层面的“单面”和“双面”PCB。图2.1-2(a)连接盘(内层板)；(b)微带线(内层板的外表面连接盘)；(c)PCB(无内层板的电路板上的连接盘)在20世纪80年代中期，这种连接导线是无关紧要的。也就是说，传输线输入端的电压和电流与输出端的电压与电流几乎是相同的。今天这种情况不再存在。时钟和数据速率的不断提高，看上去好像还没有止境，所以这些“互连”导线将极大地影响信号传输而不能被忽视。本文将研究什么时候传输线的连接导线没有问题，以及消除导线对信号传输质量的影响的方法。这些都属于信号完整性的范畴。本论文的下一章讲重点讨论信号的完整性，并利用SPICE进行一些仿真，来验证理论得到的结果。2.2时延、传输线方程及单位长度电参数2.2.1传输线的时延传输线的另一个重要影响是造成心火从一端传输到另一端的时延。人们发现传输线具有传播速度v。电流和电压通过传输线所需要的时间由时延给出，传输线的总长度l:对于平行线传输线和接地平面上的单根导线，假设导线周围是自由空间。因此沿传输线传输的电压和电流的传播速度为。所以自由空间中的时延为3.33ns/m。对于同轴电缆，内部填充电介质，所以传播速度相对于自由空间中的速度降低为，=1。由互连线产生的另一个问题是反射。传输线的第二个特性参数是它的特性阻抗。对于一根典型的同轴电缆RH58U，它的特性阻抗为50。如果，那么，在负载端就不会产生反射，而如果传输线不匹配，也就是说，，那么将有部分到达负载端的信号反射回源端。这种不匹配传输线上的反射现象是导致信号完整性降级的主要因素。考虑下图（图2.2.2-1）所示的双导线传输线，其中导线与z轴平行放置。两导线之间加上电压V，那。2.2.2传输线方程考虑下图（图2.2.2-1）所示的双导线传输线，其中导线与z轴平行放置。两导线之间加上电压V，那么导线上就会存储电荷，从而产生电场，位于横截面内或xy面内。由于双导线使电荷分离，所以这意味值传输线具有每单位长度的电容为cF/m。图2.2.2-1现在假设有电流I沿上面的导线向右流动，从下面的导线“返回”，如图2.2.2-2所示。这个电流会产生位于横截面或xy面内的磁场。该磁场通过两导线之间的环路，意味着传输线每单位长度的电感为。图2.2.2-2这意味着传输线可以用由电感和电容所构成的分布参数电路来建模如图2.2.2-3所示。注意长度为的传输线的总电感和电容等于单位长度的电感乘以这部分的长度，为和。图2.2.2-3传输线除了电感和电容外还有损耗。导线具有有限的非零电阻，导线周围的介质有损耗。通常，这些代表了二次效应，可以忽略不计。当频率达到GHz范围时，导线的阻抗由于集肤效应而显得十分重要。考虑图2.2.2-4所示的长度为的传输线，传输线上的电压和电流是时间t和位置z的函数。沿外部环路写出基尔霍夫电压定律为：两边除以，并，取极限，得得到第一个传输线方程：(2.2.2a)类似地，得到第二个传输线方程：(2.2.2b)方程(2.2.2a)和(2.2.2b)称为传输线方程。可观察到这两个方程是对偶的，它们包含有V和I可以对这两个方程去耦，例如将式(2.2.2a)和(2.2.2b)同时对z取微分，得：2.2.3单位长度电参数传输线中的传播模式为横电磁波(TEM)模式，所以横向的电场和磁场沿z轴方向传播。如果在横截面内写出法拉第定律，则有其中，位于横截面内或xy面内的(平滑)表面，为包围该表面的闭合曲线，也位于横向的xy内。方程右边等于零是因为场为TEM波，也就是没有z方向或轴向的分量：。但这类似于静电场或直流场的情况因此，尽管场是随时间变化的，我们仍可以唯一定义两导线之间的电压。这意味着可以利用直流场的计算方法来计算每单位长度的电容C，即使场是随时间而变化的。类似地，写出横截面上安培定律：其中，为位于横截面内或xy平面内的（光滑）表面，为包围这个表面的闭合曲线，也在横向xy面内。由于场为TEM结构：。这类次于静电场或直流场的情况。尽管场是随时间变化的，仍可以唯一地定义在每条导线上流动的电流。这意味着可以利用直流场的计算方法来计算每单位长度的电感，即使场是随时间而变化的。如果两导线周围的煤质是均匀的，意味着介电常数和磁导率处处相同，那么c和l关系为：由于，得和。对于类似于图2.2.2-2所示的微带线和图2.2.2-3所示的PCB这种非均匀的媒质情况，上述关系式不再适用。然而，对于这种情况，可以求解有效相对介电常数，因此，如果非均匀媒质可用具有有效相对介电常数为的均匀煤质来代替，这样传输线的特性就不会发生变化。在这种情况下，可以得到：2.3传输线方程的时域解传输线方程的时域解指的是传输线方程在未假定传输线激励源的时域形式的情况下的完全解。时域解通常被认为是“瞬态解”，这是用词不当，因为时域解给出的完全应是瞬态解加上稳态解。首先研究求解传输线电压的图解方法，这可以用来深入了解影响电压波形的因素。2.3.1时域图解无耗传输线的方程以上式中的耦合一阶方程的形式和非耦合的二阶方程的形式给出，非耦合二阶方程的解为：（2.3.1a）（2.3.1b）其中，是传输线的特性阻抗；特性阻抗是实数（不是复数），因此更确切地称为特性阻抗。“阻抗”是一个频域中术语（向量），但这儿电压源的波形不一定是单频正弦波，它可以为任何形式的波形，然而，将称为特性阻抗已成为工业标准。所以，这里继续这样使用。传输线上波的传播速度为：非耦合方程给出的解的一半形式是用函数和的形式来表示的。这些函数的精确形式可以由及利亚的时域函数来确定。然而在这些函数中，时间和位置还是必须由关系式和来联系。函数代表了沿+z方向传播的前向行波。这是非常清楚的，因而随着时间的增长，z也必须要增加，以保持函数的自变量为常数，也就是说，为了追踪波上某一点的运动。类似地，函数代表沿着-z方向传播的后向行波。因而，完全解有前向波和后向波构成。每个波的电流与电压由特性阻抗联系起来：（2.3.1c）（2.3.1d）考虑全长为l的传输线。在负载端z=l处的前向和后向行波由负载的反射系数联系起来：（2.3.1e）因此，负载端的反射波可以利用反射系数从入射波飞来：电流反射系数可以通过推导出来，因此：可观察到电流反射系数是电压反射系数的负数。负载端反射波的不连续性如图2.3.1-1所示。反射过程可以看作为由镜面所产生的反射波，即对的复制并翻转。所有在波形上的点都是波形上的相应点乘以。注意，负载上的总电压，是负载端在某一时刻所存在的各个波的总和。图2.3.1-1波在负载端的反射现在考虑传输线在源端z=0的部分，如图2.3.1-2所示。当把源接入传输线时，可以断定前向波将沿传输线传播，此时不期望传输线上传输线上会出现后向行波直到开始的前向行波已经达到负载端，时延为，因为入射波在没有到达负载端时就不会产生反射波。在负载端被反射的入射波部分将需要额外的时间才能重新回到源端z=0处。因此，在时，不会在z=0处出现反向行波，而在任意小于2的时刻，z=0处得总电压和总电流也仅包含前向行波和电流。因此：（）由于在的时刻，传输线上的总电压和总电流之比是。所以在该时间段内，传输线看上去具有具有输入电阻，因此，初始的前向行波电压和电流与电源电压的关系为：初始波与电源电压的波相同。图2.3.1-2初始的电波向负载端传播，脉冲前沿到达负载端需要时间。当脉冲到达负载端时，就会产生反射脉冲。反射脉冲又需要的额外时间，其脉冲前沿才能到达源端。在源端，可以得到电压反射系数为：。即入射波（负载端的反射波）和该入射波的反射部分（再反射回负载端是波）的比值。因此，在源端产生的前向行波与在负载端产生的波形相同。该前向行波具有与入社的后谢谢您（由源发出的最初的脉冲在负载端被反射回来）相同的波形，但是入射波相应点上的波减小了。这个反射过程在源端和负载端持续重复下去。在任一时刻传输线上任意点上的总电压（电流）都是在传输线各点上的所有单个电压（电流）波的总和。举例，考虑图2.3.2-3所示的传输线。在t=0时刻，传输线上接入30V的源阻抗为0的电池。传输线总长l=400m，波的传播速度为v=200m/us，特性阻抗为。传输线的终端接有的电阻，所以，负载端的反射系数为：，而源端反射系数为。单向传输时间是。在t=0时刻，30V的脉冲被接入传输线，在脉冲到达之前，传输线的电压为0，而脉冲到达之后则变为30V。在t=2us时刻，脉冲到达负载端，而幅度为的后向脉冲被送回源端。图2.3.2-3当该反射脉冲到达源端后，幅度为的入射脉冲或幅度为的入射波脉冲又被送回负载端。该脉冲向负载端传播，当脉冲到达负载端时，该入射波的部分的反射脉冲或的脉冲又被反射回源端。在传输线上的每一点，总电压都是存在于该点上的所有波电压的总和。图2.3.1-4是不同时刻传输线上的电压分布及传播方向，一目了然。图2.3.1-4重新考虑上述例子并求解传输线输出端z=l处的电压，将其作为时间的函数，如图2.3.1-5所示。在t=0时刻，由电压源发射30V的脉冲。该脉冲的前沿在t=2us时到达负载端。此时，一个的脉冲被反射回源端。该10V脉冲在t=4us时到达源端，而一个的脉冲再次被反射回负载端。该脉冲在t=6us时到达负载端，而一个的脉冲再次被反射回源端。图2.3.1-52.3.2SPICE模型上节已经举例说明了用图形来描绘方程时域解的方法，但经常也需要采用一些适用数字计算机的数值方法，以处理非线性和动态负载下面方法是Branin提出来的，该方法仅对无耗传输线有效。此方法用SPICE电路分析程序来完成。在源端z=0处和负载端z=l处求解这些方程，得：负载端处：析程序来式中传输线的单向时延为：。经过一系列变换得到：（2.3.2a）式中。类似地，变换得：（2.3.2b）式中等式（2.3.2a）和（2.3.2b）意味着图2.3.2-1所示的全部传输线的等效电路。受控源是由输入端的电压和电流产生的，持续时间等于提前于当前时刻的单向传输时延。类似地，受控源是由传输线输出端的电压和电流所产生的，持续时间等于当前时刻的前向传输时延。图2.3.2-1无耗双线传输线的SPICE电路如图2.3.2-1所示的等效电路是无耗、均匀的双线传输线方程的精确解。蒂娜路分析软件SPICE在其电路元器件模型库中包含这种精确模型。该模型是TXXX元器件，此处XXX是用户选择的模型编号。SPICE采用具有时延的受控源来构成如图2.3.2-1所示的电路。用户仅需输入传输线的特性阻抗（SPICE中为Z0）和单向时延（SPICE中为TD），这样SPICE就能计算出传输线传输方程的精确解。在上节中通过图解法求的电压和电流的时域解。如图2.3.2-2的电路，由平行双导线，电源和电阻组成，且，电源的电压变化由下图给出，求负载端的电压变化。图2.3.2-2SPICE代码如下：EXAMPLE2.3.2VS10PWL(00.01U30)T1020Z0=50TD=2URL20100.TRAN.01U20U0.0lU.PRINTTRANV(2)I(VS).PROBE.END应用SPICE的分段线性函数（PWL）来描述源电压。这个函数规定电压源的分段线形图为时间点T1，T2,T3…之间的一系列直线，它们的值分别为V1,V2,V3…，格式为：VXXXN1N2PWL(T1V1T2V2T3V3...).TRAN的格式如下：.TRAN[printstep][finalsolutiontime][printstart][maximumsolutiontimestep]printstep是值当在.PRINT命令行中要求将求解结果打印成一个文件时的打印时间间隔，finalsolutiontime是预期解决一个问题所需要的最终时间。前两个参数是必须的。而后两个参数是可选择的。所有的运算从t=0,开始，但是printstart参数使结果打印到输出文件的时间延迟到它所设置的时间，通常将printstart设置为0。余下的术语maximumsolutiontimestep，经常在为了控制求解的精确性和分辨率时使用。通过SPICE运算仿真得到结果如下：图2.3.2-3负载端电压和电流的波形比较通过图解法和SPICE仿真得到的波形图，易知，两个结果完全相同，其正确性无容置疑，所以要善于使用SPICE来求解。再如下面的例子，考虑一根长为0.2m的传输线，如图2.3.2-4为20V，1ns持续时间的脉冲，该传输线的特性阻抗为100，传播速度为负载端的电压波形,源端电阻为300，负载端开路，求解负载端的电压波形。图2.3.2-4解：源端的反射系数为：负载端反射系数为：通过图解法得到下图2.3.2-5图2.3.2-5负载端电压波形利用SPICE仿真此例，将电路图进行标号，为方便建模，用PWL函数显示，将信号源电压由脉冲变为有微小上升时间的梯形波，如图2.3.2-6图2.3.2-6SPICE代码如下：EXAMPLE2.3.2-2VS10PWL(000.01N201N201.01N0)RS12300T2030Z0=100TD=1NRL301E8.TRAN0.01N10N00.0lN.PRINTTRANV(2)V(3).PROBE.END通过SPICE运算仿真得到结果如下：图2.3.2-7传输线输入端和负载端电压的波形第一幅图为利用SPICE仿真得到飞传输线输入电压的波形，第二幅为负载端电压变化的波形图，将得到的图与通过图解法得到人工图进行比较。可知，几乎没有区别。第3章信号的完整性3.1引言数字系统中的时钟速度以一个稳定的速率增加，PC的时钟速率变得越来越大。数字数据传唤率也在不断提高。这两种信号通过PCB上的连接盘从一点传输到另一点。当然，随着时延达到脉冲上升/下降时间的数量级通过连接盘传输的时延成为系统总时间预算中的一个关键因素。关于时延，时钟偏移便是其中之一。另外，数字信号传输速率的增加可能还会导致其他更关键方面的问题。时钟和数据脉冲均以梯形脉冲的形式进行转换。如在0V到5V之间转换。电平由数字门电路以及 其他设备的制造商提供，其中，保证脉冲解释为逻辑1和0.如果脉冲电平无意间落在逻辑电平之间，那么数据可能不能被正确地表示。术语“信号完整性”是指保证一个数字脉冲通过一对连接盘传输时，能够以要求的电平及波形到达接收器。也就是说，理想的情况是我们想让传输线“没有问题”。不匹配线之所以会导致波形的畸形是由于在不匹配负载端的反射造成的。而且，无论何时，只要传输线的横截面尺寸发生改变，传输线的特性阻抗就会发生改变，因此，会在不连续面上产生反射。这些连接盘往往通过过孔从一层转到另一层。显然，通过过孔从一层到另一层的信号将会遇到不连续面，因此特性阻抗会发生改变。3.1.1振铃现象作为验证这些匹配方案有效性的一个例子，考虑由一单向时延为2ns的50Ω传输线相连的两个CMOS反向器，如图4.33a所示。负载端的CMOS反向器的输入由一个5pF的电容表示，传输线输入端得CMOS反向器的输出由一个值在0和5V之间转化的电压源表示，源阻抗为20Ω。该传输线在源端和负载端都严重失配。对于幅度5V，频率为100MHz,50%占空比，上升/下降时间为0.1ns的电压源其SPICE程序如下：EXAMPLE3.1VS10PWL(002N2.520N2.522N040N0)RS1225T2030Z0=53.4TD=1.255NCL305P.TRAN0.04N40N00.04N.PROBE.END仿真得到负载端的电压波形如下：负载端电压波形负载端和输入端的电压波形比较图3.1.1-1图中清楚地显示了由传输线的不匹配而产生的振铃现象。该振铃现象可能导致电平进入逻辑‘0’与逻辑‘1’之间的“灰色区域”，从而引起逻辑错误。3.1.2容性终端的影响在信号完整性方面，连接盘的一种有害效应就是会在终端产生“振铃”现象。产生此现象的原因是因为传输线不匹配，即或或。如2.3.2节提到的例子通过SPICE仿真得到的波形为图3.1.2-2易计算负载端和输入端的反射系数为，两个反射系数的符号是相反的。像这样的情况代表了数字逻辑电路中源—负载端的大多数情况。当源和负载的反射系数相反时，总数会看到振铃现象。另一方面，当源和负载的反射系数的符号相同时，负载电压降稳定地增加到稳定电平。这一点可以容易从式（3.1.2a）给出的负载电压的准确表达式看到：数画出具有电阻性终端的传输线上的源和负载电压的示意图非常简单。当一个活两个终端都是动态（容性或感性）终端时，画出这些电压要复杂一些。考虑如图3.1.2-3所示的电路，电源电压已给出；图3.1.2-3由于特性阻抗与源阻抗是相等的，所以传输线在源处是匹配的，即源端反射系数：负载端反射系数为：由于源端匹配，所以只有一个前向行波入射到负载和一个反射行波返回源。可得到式（3.1.2b）（3.1.2b）图3.1.2-53.1.3感性终端的影响用一个感性负载来代替如下负载（图3.1.3-1），采用上节的分析方法令负载，可以得到相识的结果。当源匹配时，源端的反射系数仍为0：负载端的反射系数为：时间常数为：变换后的负载电压为：由逆变换可得：图3.1.3-1感性负载电路、电源的波形及输出波形下面是通过SPICE仿真得到的波形与上图基本相似：波形如上图所示，这是有道理的，因为负载端输入的行波具有零上升时间是脉冲。初看起来电感由开路逐渐变为短路状态。3.2信号完整性的匹配方案3.2.1串联匹配方案我们已经知道，传输线的源和或负载如果不匹配会导致接收到的电压波形与所所发送的波形之间的极大差异。因此，不匹配会影响信号的完整性。修正这一问题，最常用的匹配方案为串联匹配。下面用例子说明串联匹配方案对电路的影响。如图3.2.1-1，对于典型的CMOS门电路，它们的源阻抗都比PCB传输线的特性阻抗小。因此，在传输线的输入端再加上一个电阻R，如图3.2.1-1这样，便在源端实现了传输线的匹配。开始发送的电压其电平等于源电压电平的一半，即Vo/2。典型地，负载为开路或近似开路状态，因此，负载的反射系数为。在这种情况下，入射波在负载上发生全反射，得负载端的总电压为图3.2.1-3因此，负载电压上升至，立即得到完美的信号完整性。串联匹配的另一个优点在于，碎玉开路负载，没有电流流过传输线和电阻R，因此电阻不消耗功率。图3.2.1-3中，红色线为电源电压的波形图，蓝色曲线为负载端电压的波形，容易看出两条曲线几乎相同，只有一个TD的时延，完美得到信号的完整性。例如，再考虑上节的例子，如图3.2.1-4所示的电路，源电阻为20Ω，而双导线的特性阻抗为50Ω，可知源端不匹配，，电源电压波形已给出，负载为5pf的电容，在3.1节中已经分析出，负载端输出的电压会出现“振铃现象”。图3.2.1-4EX3.2.1--1VS10PWL(000.1N55N55.1N010N0)RS1220T2030Z0=50TD=0.2NCL305p.TRAN0.01N10N00.01N.PROBE.END仿真得到的波形如图3.2.1-5所示，可清晰看出为“振铃现象”：图3.2.1-5上图中蓝色线为电源端电压的波形，红色线为负载端输出的电压，信号的完整性不理想，下面采用串联匹配，来改善负载端的信号完整性，即在源端加一个电阻使。如图3.2.1-6所示图3.2.1-6SPICE仿真程序如下：EX3.2.1--2VS10PWL(000.1N55N55.1N010N0)RS1220R2330T3040Z0=50TD=0.2NCL405p.TRAN0.01N10N00.01N.PROBE.END得到的仿真图（3.2.1-7）形如下：图3.2.1-7与图3.2.1-6比较，易看出，“振铃现象”已经大大改善，虽然与源端的输入波形，并不完全相同，但较不串联匹配时已经改善很多。对于串联匹配，是在源端加上一个电阻，使源电阻加串联的电阻与传输线的特性阻抗相等，即，使源端反射系数为+1，相比不匹配时，信号的完整性得到较大的提高。而并联匹配，是在负载端并联一个电阻，使特性阻抗与负载端阻抗相等。3.2.2并联匹配方案匹配的第二张方案是并联匹配，如图3.2.2-1所示。其中，将一电阻R与负载并联。通过对电阻R的选择来实现传输线的匹配，即：负载电压为：该入射波到达负载时全部被吸收，没有反射波。对于并联匹配存在两个弊端。首先，负载电压总是小于源电压，例如，则负载端的电压为3.33V。在并联情况下，没有反射波会使负载电压上升到源电压电平。并联匹配的第二个弊端就是即使负载开路，当源处于电平状态时，传输线也将传送电流，因此，匹配电阻R将消耗功率。图3.2.2-1验证并联匹配，还采用上节的例子，如图3.2.2-2所示的电路，源电阻为20Ω，而双导线的特性阻抗为50Ω，可知源端不匹配，，电源电压波形已给出，负载为5pf的电容，在3.1节中已经分析出，负载端输出的电压会出现“振铃现象”。对于并联匹配，传输线在负载端并不是完全匹配。在源波形的低频分量中，5pF的电容在源的低频段具有很大的阻抗，因此采用50Ω的并联电阻后，阻抗大约为50Ω，在源波形的高频分量中，电容的阻抗小的多，因此当以50Ω电阻与5pF的电阻并联时，总阻抗由电容的阻抗决定。因此，对于高频分量，传输线不匹配。脉冲的最大频谱分量为。当频率低于时，50Ω电阻与5pF电容并联后的阻抗大约为50Ω。因此源波形中存在重要的频谱分量，使得在这些频率上并联频谱不能实现传输线的匹配。另一个需要考察的重点是稳定电平：因此，对于并联匹配，负载电压大大下降到5V电平以下，可能会导致逻辑电平错误。现在在负载端并联一个50Ω电阻，源电压波形给出，如下。利用SPICE仿真求解负载端的电压波形。图3.2.2-SPICE仿真程序如下：EXAMPLE3.2.2VS10PWL(000.1N55N55.1N010N0)RS1220T2030Z0=50TD=0.2NCL305PR3050.TRAN0.01N10N00.01N.PROBE.END得到的仿真波形如下图3.2.2-3图3.2.2-3图中蓝色曲线为源端输出波形，粉红色曲线为负载端得到的波形，容易分析出上述并联匹配的两个弊端，即负载电压总是小于源电压，例子中负载端的电压只有源电压的5/7，第二弊端是会消耗功率，同时并联匹配还不能完全消除“振铃现象”。3.2.3不要求传输线匹配的准则为了在传输线的输出端得到想要的电平和波形，并不总是要求传输线匹配。那么什么时候不要求传输线匹配呢？一种显然的情况就是传输线非常“短”。通过研究梯形脉冲的频谱范围，能够得到一个该方面的准则，即可以得到一个有关脉冲带宽的准则，也就是脉冲的频谱分量，如其中，为脉冲上升时间，传输线的分布参数的影响可以忽略的判断准则是传输线在最高的频率上是电小尺寸的：其中，v是传输线上信号的传播速度。将代入公式，得：因此，如果脉冲上升时间大于10倍的传输线单向时延，那么传输线以及任何失配都不应该使输出波形严重地降级。验证上述理论结果，考虑如下的例子，依然采用上节的例子。源阻抗为20Ω，源电压在一个上升时间内从0变换到5V，负载为5pF的电容。传输线的特性阻抗为50Ω，单向时延为0.2ns，现改变，取不同的值，使其为时延的1倍、5倍、10倍。20倍、30倍。观察负载端输出的电压波形与源端输入的波形的差异，是否如上述理论分析所得到的结果那样，只要使大于传输线时延的10倍，负载端输出的波形就不会失真太严重，即完整性较好，如图3.2.3-1图3.2.3-1当为1倍时，即，SPICE程序如下：EXAMPLE3.2.3--1VS10PWL(000.1N550N550.1N060N0)RS1220T2030Z0=50TD=0.2NCL305P.TRAN0.01N20N00.01N.PROBE.END得到的SPOCE仿真波形如下图所示：图3.2.3-2图3.2.3-2中蓝色曲线为源端输出电压，粉红色曲线为负载端得到的电压。上图可以看出“振铃现象”较严重，下面增大，看信号完整性是否改善，类似地，SPICE程序如下：EXAMPLE3.2.3--2VS10PWL(001N550N551N060N0)RS1220T2030Z0=50TD=0.2NCL305P.TRAN0.01N20N00.01N.PROBE.END得到的SPICE仿真波形如下：图3.2.3-3从图3.2.3-3中可以看出。信号的完整性较1倍有所改善，但“振铃现象”依然存在，下面继续增大，使，SPICE仿真程序如下：EXAMPLE3.2.3--3VS10PWL(002N550N552N070N0)RS1220T2030Z0=50TD=0.2NCL305P.TRAN0.01N20N00.01N.PROBE.END得到的波形如下：图3.2.3-4对比上面几幅波形可以看出随着的增大，信号的完整性会得到改善。下面是当为20倍和30倍时，得到的SPICE仿真波形，SPICE程序由于和上面类似，此处省略，之间给出波形：图3.2.3-5改变，使其增大，得到5幅不同的波形图，“振铃现象”越来越小。当，即脉冲上升时间等于传输线的单向时延，过冲信号为7V。当，即脉冲上升时间为传输线的单向时延的5倍时，过冲信号为5.9V。当，即脉冲上升时间为传输线时延的10倍时，过冲信号为5.3V。当脉冲上升时间为传输线时延的20倍、30倍时，过冲信号分别为5.2V和5.1V，且很好地近似为5V的稳态电压。根据上述比较，可以得到如下结论：如果脉冲上升时间大于传输线的单向时延的10倍，那么传输线以及任何失配都不会使输出波形严重降级，“振铃现象”得到很大改善，基本可以保持信号的完整性结论随着社会的飞速发展，电气、电子设备大量使用，我们周围的环境中充满了各种频率的电磁波，这些电磁波对于电子设备而言都是潜在的干扰源。电磁兼容技术是电子产品设计人员必须了解和掌握的基础性技术之一。本次毕业设计就是主要学习电磁兼容技术，本文就传输线问题展开研究。随着时钟速率和数据传输速率的提高，传输线的输入端和输出端的电压电流不再相等，即会发生时延和反射，本文给出具体的传输线方程，且分析了传输线上不同点的电压电流分布，最后经过理论推导和仿真波形得出：若传输线不匹配的话负载端的电压会有“振铃现象”，若在数字电路中，会造成逻辑错误。根据不匹配出现的问题，紧接着提出两种解决方案，即串联匹配和并联匹配，这两种匹配方案

致谢历时将近两个月的时间终于将这篇论文写完，在论文的写作过程中遇到了无数的困难和障碍，都在同学和老师的帮助下度过了。尤其要强烈感谢我的论文指导老师—丁大志老师，他对我进行了无私的指导和帮助，不厌其烦的帮助进行论文的修改和改进。另外，在校图书馆查找资料的时候，图书馆的老师也给我提供了很多方面的支持与帮助。在此向帮助和指导过我的各位老师表示最中心的感谢！感谢这篇论文所涉及到的各位学者。本文引用了数位学者的研究文献，如果没有各位学者的研究成果的帮助和启发，我将很难完成本篇论文的写作。感谢我的同学和朋友，在我写论文的过程中给予我了很多帮助，还在论文的撰写和排版灯过程中提供热情的帮助。由于本人的学术水平有限，所写论文难免有不足之处，恳请各位老师和学友批评和指正！

参考文献[1]C.R.Paul.电磁兼容导论-(第2版).北京：人民邮电出版社.2007年.[2]何宏编.电磁兼容原理与技术.西安电子科技大学出版社.2008年[3]L.S.Dipak，V.L.Val-dis著.沈远茂、刘素玲译.应用电磁学与电磁兼容.机械工业出版社.2009[4]Jin-FaLee,RobertLeeandAndreasCangellaris,”Time-DomainFinite-ElementMethods”,IEEETRANSACTIONSONANTENNASANDPROPAGATION,VOL.45,NO.3,MARCH1997[5]YaxingLiu,Joon-HoLee,TianXiao,andQingH.Liu,”ASPECTRAL-ELEMENTTIME-DOMAINSOLUTIONOFMAXWELL’SEQUATIONS”,MICROWAVEANDOPTICALTECHNOLOGYLETTERS/Vol.48,No.4,April2006[6]Jooh-HoLee,QingHuoLiu.AnEfficient3-DSpectral-ElementMethodforSchrodingerEquationinNanodeviceSimulation.IEEEtransactionsoncomputer-aideddesignofintegratedcircuitsandsystems.Vol.24.No.12.December2005[7]周丹凤.微波电路的时域谱元快速分析.[硕士学位论文].江苏:南京理工大学,2010.[8]孙晶.时域有限元方法中吸收边界条件和快速求解技术的研究.[硕士学位论文].南京:南京理工大学,2010.[9]杜磊.时域有限元电磁数值计算方法的研究.[博士论文].南京理工大学,2010.[10]王彤，史小卫等，PBG结构在微波电路中应用的研究.西安电子科技大学硕士论文[11]M.F.Wongm,O.Picon,andV.F.Hanna,“Afinite-elementmethodbasedonwhitneyformstosolveMaxwellequationsinthetime-domain”IEEETrans.Magn.,vol.31,pp.1618-1621,1995.[12]LeeHJ,JungKT,ForemanMGGetc.Athree-dimensionalmixedfinite-differencegalerkinfunctionmodelfortheoceaniccirculationintheYellowSeaandEastChinaSea.Continentalshelfresearch,2000;20:863-895[13]A.Bossavit*andI.hiayergoyz,”EDGE-ELEMENTSFORSCATTERINGPROBLEMS”,IEEETRANSACTIONSONMAGNETICS,VOL.25,NO.4,JULY1989[14]S.D.Gedney,“Ananisotropicperfectlymatchedlayer-absorbingmediumforthetruncationFDTDlattices”,IEEETrans.AntennasPropagat.,vol.44,no.12,pp.1630-1639,1996[15]何小祥，徐金平等.基于有限元法的混合技术及其在复杂电大腔体分析中的应用.南京航天航空大学博士学位论文

附录毕业设计任务书班级08042101学生姓名陈鑫学号0804210119专业电子信息工程发题日期：2011年月日完成日期：2012年6月日题目微波毫米波电路的电磁兼容性分析题目类型：理论研究设计任务及要求本课题需要学生阅读大量文献，通过课题研究，学会采用ANSYS商用软件对结构进行直六面体网格离散，熟练掌握SPICE的基本原理，本课题需要能熟练使用FORTRAN语言和C编写源代码程序，并分析具体算例验证程序的正确性和适用性。应完成的硬件或软件实验调试程序进行仿真，给出正确结果应交出的设计文件及实物（包括设计论文、程序清单或磁盘、实验装置或产品等）(1)调试程序进行仿真，给出正确结果与理论或者仿真图线进行比较。(2)撰写出符合要求的毕业设计论文。