通信原理课件

第0章绪论返回

信息源换能器

发送设备

信道受信者换能器

接收设备噪声源现代通信系统1．信息源信息源是指需要传送的原始信息2．输入换能器将发信者提供的非电量消息(如声音、景物等)变换为电信号3．发送设备发送设备主要有两大任务：一是调制，二是放大。4．信道

信道是连接发、收两端的信号通道，又称传输媒介。5．接收设备任务是从已调信号中恢复出发送端相一致的基带信号6．输出换能器

将输出的基带信号变换成原来形式的消息返回

第一章绪论返回

第一章绪论返回11.1LC选频网络

1.1.1选频网络的基本特性1.1.2LC选频回路*1.1.4双耦合谐振回路及其选频特性返回1.1.3LC阻抗变换网络1.1LC选频网络返回1.1.1选频网络的基本特性返回

要求选频电路的通频带宽度与传输信号有效频谱宽度相一致。理想的选频电路通频带内的幅频特性fof1f22Δf0.72Δf0.1理想实际α(f)=H(f)/H(fo)f0.40.60.81.00.20通频带外的幅频特性应满足

理想的幅频特性应是矩形，既是一个关于频率的矩形窗函数。

矩形窗函数的选频电路是一个物理不可实现的系统，实际选频电路的幅频特性只能是接近矩形定义矩形系数K0.1表示选择性：2Δf0.7称为通频带：显然，理想选频电路的矩形系数K0.1=1，而实际选频电路的矩形系数均大于1。1.1.1选频网络的基本特性返回

另外，为不引入信号的相位失真，要求在通频带范围内选频电路的相频特性应满足

即理想条件下信号有效频带宽度内的各频率分量都延迟一个相同时间τ，这样才能保证输出信号中各频率分量之间的相对关系与输入信号完全相同。φo+π/2φ(f)f-π/20-φofof1f22Δf0．7理想实际

实际选频回路的相频特性曲线并不是一条直线，所以回路的电流或端电压对各个频率分量所产生的相移不成线性关系，这就不可避免地会产生相位失真，使选频回路输出信号的包络波形产生变化RpLCRSiSRLCRSiS1.1.2LC选频回路返回RLCRSuSRLCRSiS1.1.2LC选频回路返回ZPRLCRSuSZSRLCRSuSRLCRSiS1.1.2LC选频回路返回RpLCRSiSRLCRSuSRpLCRSiS1.1.2LC选频回路+ui-ii返回RLCRSuSRLCRSiS返回RLCRSuSRLCRSiS返回电感性电容性电容性电感性返回RpR仿真2仿真1返回继续Q2>Q1Q11OQ2或OQ1Q2或同样定义并联（串联）谐振回路端电压（电流）的相位为1.1.2LC选频回路返回仿真RpLCRSiSiiiCiRiL+ui-RLCRSuS+uC-+uL-ii+ui-+uR-1.1.2LC选频回路11返回1.1.2LC选频回路继续返回仿真RpLCRSiSRLRLCRSuSRL1.1.3LC阻抗变换网络

BX1RXR1AABX2R2BX1RXR1AABX2R2RL1CRSiSL2RpCRSiSRLN1N2M+u1-+u2-C二变压器阻抗变换电路RL'

假设初级电感线圈的圈数为N1，次级圈数为N2，且初次间全耦合(k=1)，线圈损耗忽略不计，则等效到初级回路的电阻RL'上所消耗的功率应和次级负载RL上所消耗功率相等，即

或变压器初次级电压比u1／u2等于相应圈数比N1／N2，故有

可通过改变比值调整RL'的大小。三回路抽头的阻抗变换L2L1CL2L1CRLC2C1LLC2C1RL三回路抽头的阻抗变换iSRSL1C2C1RLiSRSL2L1C2C1RLabbacdcdL2LCRL'RS'iS'LCRL'RS'iS'ababiSRSL2L1C2C1RLacbdiS'RS'LCRL'ab三回路抽头的阻抗变换

+ucb-+uab-+udb-+uab-iSRSL2L1C2C1RLacbd4接入系数（抽头系数）

iLiSiCiR返回继续iL>>iS；iC>>iRususisis*1.1.4双耦合谐振回路及其选频特性

仿真isis1.1.3双调谐回路（耦合回路）+u2m-+u2m-1.1.3双调谐回路（耦合回路）11.1.3双调谐回路（耦合回路）11.1.3双调谐回路（耦合回路）1返回继续11.2高频小信号调谐放大器概述1.2.1晶体管的高频小信号等效模型

1.2.2高频小信号调谐放大器

1.2.3高频调谐放大器的稳定性1.2高频小信号调谐放大器

（highfrequencysmallsignalamplifiers）1273451.2高频小信号调谐放大器

（highfrequencysmallsignalamplifiers）Cb'erbb'Cb'crb'crb'eub'ercegmub’e1.2.1晶体管的高频小信号等效模型127345eb'rcerb'creeCb'eCb'crbb'rb'ecrccbgmub’eyieyoeyreuceyfeube+u1-+u2-i1i2+ube-+uce-ibic127345二

Y参数等效电路yieyoeyreuceyfeube+ube-+uce-ibic127345yieyoeyreuceyfeube127345CiegiegoeCoe112734545123Rb1Rb2ReyLCbCeCB1B2VTLEc1.2.2高频小信号调谐放大器127345仿真Rb1Rb2ReEc32154B1B2CLyLVT输入回路输出回路晶体管32154yieyoeyreuceyfeubeCyLL+u54-+u31-+u21-32154B1B2CLyLVT32154yieyoeyreuceyfeubeCyLL二、放大器性能参数分析：ib+ube-iC+uce-休息1休息2YiiCyfeubeyoe+uce-yoeyfeubeyreuceyieYSyLYSyieyreuceyfeubeyoeCiSyfeubeyoeyreuceyieYSiC休息1休息2yLYSyieyreuceyfeubeyoeCiS+u54-+u31-+u21-+ube-休息1休息2iCyfeubeyoe+uce-yLYSyieyreuceyfeubeyoeCiSCp1yfeubegoyfeubeyoeYLyLyfeubeyoe+u54-+u31-+u31-休息1休息2p1yfeubep1yfeube+u31-p1yfeubeyLYSyieyreuceyfeubeyoeCiSCp1yfeubego+u31-休息1休息21B休息1休息21继续休息1休息2go二、放大器性能参数分析：+u31-二、放大器性能参数分析：go+u31-三、多级单调谐放大器Au1Au2Aun休息1休息2返回继续仿真休息1休息2yieyreuceyfeubeyoeYSyL2.2.4高频调谐放大器的稳定性

实际上yre≠0，即输出电压可以反馈到输入端，引起输入电流的变化，从而可能使放大器工作不稳定。如果这个反馈足够大，且在相位上满足正反馈条件，则会出现自激振荡现象。1.共发射极放大器的最大稳定增益

u'beuce

由于内反馈的存在，在放大器的输入端将产生一个反馈电压u'be，定义稳定系数S:S＝ube(jω)／u'be(jω)u'be(jω)=-yreuce/

(YS+yie)=-yreuce/y1uce(jω)=-yfeube/

(yL+yoe)=-yfeube/y2S＝ube(jω)／u'be(jω)=y1y2/yfeyre

当S为正实数时，表明ube(jω)／u'be(jω)同相，满足自激振荡的相位条件。

当|S|>1时，|ube(jω)|>|u'be(jω)|，不满足振幅条件，放大器不会自激；当|S|≤1时，放大器不稳定。

为使放大器远离自激状态而稳定地工作，单级放大器通常选|S|＝5～10。

2.2.4高频调谐放大器的稳定性

1.共发射极放大器的最大稳定增益

当晶体管的工作频率远低于特征频率fT时:

yfe≈|yfe|≈gm,yre≈jωCb'c，φre＝90o

经推导得放大器的电压增益与稳定系数S的平方根成反比:当取S=1时，称为临界稳定，其电压增益称为临界稳定电压增益。实际中常取S=5，此时电压增益称为最大稳定增益。即为

2.提高放大器的稳定性的方法

一是从晶体管本身想办法，减小其反向传输导纳yre的值。

二是从电路上设法消除晶体管的反向作用，使它单向化，具体方法有中和法与失配法。

中和法通过在晶体管的输出端与输入端之间引入一个附加的外部反馈电路(中和电路)，来抵消晶体管内部参数yre的反馈作用。

CNCL2L1VT2VT1ECCL1L2VT1VT2CNCb'ciNif

用一个电容CN来抵消yre的虚部(反馈电容)的影响，就可达到中和的目的。

固定的中和电容CN只能在某一个频率点起到完全中和的作用，对其它频率只能有部分中和作用。中和电路的效果很有限。

2.提高放大器的稳定性的方法

失配法通过增大负载电导YL，进而增大总回路电导，使输出电路严重失配，失配法以牺牲增益来换取电路的稳定。

用两只晶体管按共发一共基方式连接成一个复合管是经常采用的一种失配法。

VT1VT2

由于共基电路的输入导纳较大，当它和输出导纳较小的共发电路连接时，相当于增大共发电路的负载导纳而使之失配，从而使共发晶体管内部反馈减弱，稳定性大大提高。

共发电路在负载导纳很大的情况下，虽然电压增益减小，但电流增益仍较大；而共基电路虽然电流增益接近1，但电压增益却较大。所以二者级联后，互相补偿，电压增益和电流增益都比较大，而且共发一共基电路的上限频率很高。

返回继续2.1概述：休息1休息2ECICEOuCEiCO••Q•••Q休息1休息2•截止区饱和区2.2高频功率放大器的工作原理休息1休息2+ub-RpCL+uCE-icEC-UBB(b)等效电路+uc1--UBBCECL+uS-+ub-(a)原理电路+ub-RpCL+uCE-EC-UBB+uc1-ic2工作原理分析uBEic•-UBB•UBZubic•UbmgC+uBE_休息1休息2仿真2工作原理分析vBEic•-UBB•-UBZvbic•VbmgCIcmax休息1休息2+ub-RpCL+uCE-EC-UBB+uc1-ic+uBE_仿真(1)集电极电流休息1休息2icωtθcθcic1ic2ic3IcoIcmaxiC频谱(2)集电极输出电压LC回路阻抗Rp休息1休息2+ub-RpCL+uCE-EC-UBB+uc1-ic+uBE_仿真icωtθcθcic1ic2ic3IcoIcmaxubUBZUBBIcmaxuBEtibtictuCEuctECUcmUbmuBEic•-UBB•UBZubUbmgC3.高频功放的功率关系

返回继续休息1休息2θcαoα1α3g11.02.0α2VT1VT2T1LCRLECCC2.2.3D类和E类功率放大器简介

1.D类功率放大器的原理分析

D类功率放大器有电压开关型和电流开关型两种基本电路，电压开关型D类功率放大器是已推广应用的电路

uiub1ub2ic1ic2uLuAub1和ub2是由ui通过变压器T1产生的两个极性相反的输入激励电压

ui正半周时VT1管饱和导通，VT2管截止，电源EC对电容C充电，电容上的电压很快充至（EC-UCES1）值，A点对地的电压uA=（EC-UCES1）。

ui负半周时VT2管饱和导通，VT1管截止。VT2管的直流电源由电容C上充的电荷供给，uA=UCES2≈0

uA近似为矩形波电压，幅值为（EC-2UCES）。若L、C和RL串联谐振回路调谐在输入信号的角频率ω上，且回路的Q值足够高，则通过回路的电流ic1或ic2是角频率为ω的余弦波，RL上可得相对输入信号不失真的输出功率。继续ECUCESEC-2UCESuAωtic1ωtic2ωtuLωt返回休息1休息2

尽管每管饱和导通时的电流很大，但相应的管压降很小，这样，每管的管耗就很小，放大器的效率也就很高

2.输出功率及效率计算

uA为矩形方波，用傅里叶级数展开后可求得其基波分量的振幅为：

VT1管电流ic1(或VT2管电流ic2)的直流电流为：

ECEC-2UCESuAωtUCESic1ωtic2ωtuLωt返回休息1休息2UA1m≈EC

ID电源供给的直流功率：PD=2EC

ID

放大器的输出功率Po为；效率η=Po／PD=100％

实际晶体管的饱和压降不可能为零，又考虑到管子结电容、电路分布电容的影响(使管压降波形uA有一定上升沿和下降沿)，从而使D类功放的效率小于100％，典型值大于90％。

2.2.4丙类倍频器

休息2休息12.2.4丙类倍频器仿真休息2休息12.2.4丙类倍频器iC+uce--Ec+-uc2+iciC1iC2ic频谱0ICOIC1IC2IC3IC4LC谐振特性iC1iC1iC1iC2iC2iC2休息2休息12.2.4晶体管倍频器返回继续休息2休息12.3高频功率放大器的动态分析1.动态特性方程2.动态特征曲线的画法3.高频功放的工作状态2.3.2高频功率放大器的负载特性

2.3.3高频功率放大器的调制特性

2.3.4高频功率放大器的放大特性

2.3.5高频功率放大器的调谐特性

返回休息1休息22.3.6高频功放的高频效应

2.3高频功率放大器的动态分析βo0.5fβfβ0.2fTfT返回uBEicgCUBZ返回+ub-CLEC-UBB+uc1-icRp+uCE-+uBE_2.3.1高频功率放大器的动态特性

返回uceic2.3.1高频功率放大器的动态特性

Uo•A•BOEC•QUcmucmingd返回ubemax2.3.2高频功率放大器的负载特性

uceicUo•gduBEic•-UBB•UBZubicgCUbm•ubemaxicmaxuceicEC•QuceminUcesgd•ubemax•••uceminubemaxgcr•返回EC•QUcesUcm•uBEic•-UBB•UBZubicgCUbm•ubemaxicmaxuceicEC•QuceminUcesgd•ubemax•••uceminubemaxgcr•uCEicgcrIcmaxubemax返回icuce2.3.2高频功率放大器的负载特性PoRp欠压区过压区临界区Rp欠压区过压区临界区Ic1IcoPDPcubemax返回休息2休息1Uc12.3.3高频功率放大器的调制特性

uceicubemax•QEC••QEC•QEC••••icEC欠压区过压区临界区EC欠压区过压区临界区Ic1IcoPDPOPC返回休息2休息12.3.3高频功率放大器的调制特性

进入过压状态后，随着UBB向正值方向增大，集电极脉冲电流的宽度增加，幅度几乎不变，但凹陷加深，结果使Ico、Icml和相应的Ucm增大得十分缓慢

返回休息2休息1UcmIcoIcml临界UBB过压欠压O-UBB2uBEicuBEmax1uBEmax2-UBB3ub-UBB1uBEmax3UBZict饱和区放大区截止区

当Ubm固定，UBB自负值向正值方向增大时，集电极脉冲电流ic的导通角θc增大，从而集电极脉冲电流ic的幅度和宽度均增大，状态由欠压区进入过压区。

2.3.4高频功率放大器的放大特性uBEicuBEmax1uBEmax2ub-UBBuBEmax3UBZict饱和区放大区截止区UcmIcmlIcoUbm过压临界欠压OOωticOωticUbm增大OωticωtOictUbm线性功率放大器tUcmUbmUcm振幅限幅器UcmtUbmUcm返回休息2休息1

固定UBB、增大Ubm和固定Ubm、增大UBB的情况类似，它们都使基极输入电压uBEmax随之增大，对应的集电极脉冲电流ic的幅度和宽度均增大，放大器的工作状态由欠压进入过压。

当谐振功率放大器作为线性功率放大器，为了使输出信号振幅Ucm反映输入信号振幅Ubm的变化，放大器必须在Ubm变化范围内工作在欠压状态。

当谐振功率放大器用作振幅限幅器时，放大器必须在Ubm变化的范围内工作在过压状态。仿镇2.3.5高频功率放大器的调谐特性

返回休息2休息1

实际回路在调谐过程中，其负载是一阻抗Zp，当改变回路的元件数值，如改变回路的电容C时，功放的外部电流Ico、Icml和相应的Ucm等随C的变化特性称为调谐特性。

设谐振时功放工作在弱过压状态，当回路失谐后，由于阻抗Zp的模值减小，根据负载特性可知，功放的工作状态将向临界及欠压状态变化，此时Ico和Icml要增大，而Ucm将下降。

应该指出，回路失谐时直流输入功率PD=IcoEC随Ico的增加而增加，而输出功率Po=UcmIcmlcosφ将主要因cosφ因子而下降，因此失谐后集电极功耗PC将迅速增加。这表明高频功放必须经常保持在谐振状态。

UcmIcmlIco2.3.6高频功放的高频效应

ubet-UBBUBZ休息2休息12.4高频功放的高频特性ucef1f2f2>f1返回继续休息2休息12.4高频功率放大器的实用电路

要使高频谐振功率放大器正常工作，在其输入和输出端还需接有：直流馈电线路：为晶体管各级提供合适的偏置；交流匹配网络：将交流功率信号有效地传输。2.3.5高频功率放大器的电路组成IcoECIc1CLIcnLCCCCC1ECLCuc1VTLCCCECLCuc1VT2.3.5高频功率放大器的电路组成

休息2休息1ICO直流通路ICOECLCCCCC1ECLCuc1VTLCCCECLCuc1VTIC1交流通路Ic1LCCCCC1ECLCuc1VTLCCCECLCuc1VTICn交流通路ICniC频谱LC回路阻抗特性LCCCCC1ECLCuc1VTLCCCECLCuc1VTCBLBLBLBCERBReVTVTVTCBCBCB1LBLLCCVTVTEBEB2基极馈电线路IBOUBBIBOIeo+UBB-休息2休息1二高频功放的耦合回路

休息2休息1RiRoR'LR'S功率放大器输入匹配网络输出匹配网络RLRSuS(1)使负载阻抗与放大器所需要的最佳阻抗相匹配，以保证放大器传输到负载的功率最大，即它起着匹配网络的作用。

(2)抑制工作频率范围以外的不需要频率，即它有良好的滤波作用。

(3)在有几个电子器件同时输出功率的情况下，保证它们都能有效地传送功率到公共负载，同时又尽可能地使这几个电子器件彼此隔离，互不影响。

输入匹配网络或级间耦合网络:是用以与下级放大器的输入端相连接输出匹配网络:是用以输出功率至天线或其他负载L1C1C2L2CARAr1IAMr'r1C1L1C1R'pL1IK二高频功放的耦合回路休息2休息1

介于放大器与天线回路之间的L1C1回路就叫做中介并联谐振回路。RA、CA分别代表天线的幅射电阻与等效电容；

L2、C2为天线回路的调谐元件。它们的作用是使天线回路处于串联谐振状态，以使天线回路的电流IA达到最大值，亦即使天线幅射功率达到最大。

从集电极向右方看去可以等效为一个并联谐振回路,其中Rp为折合到晶体管输出回路的等效负载。1.输出匹配电路

(1)并联谐振回路型的匹配电路

RpRp继续休息2休息1

当天线回路调谐在串联谐振状态时，它反映到L1C1中介回路的等效电阻为

设初级回路的接入系数为p，则晶体管输出回路的等效负载为：r'r1C1L1C1R'pL1IKRpL1C1C2L2CARAr1IAMRp继续(1)并联谐振回路型的匹配电路L1C1中介回路的等效谐振阻抗为

QL为有载品质因素，

改变互感系数M和接入系数p就可以在不影响回路调谐的情况下。调整晶体管的输出回路的等效负载电阻Rp，以达到阻抗匹配的目的。

休息2休息1

由于高频功率放大器工作在非线性(丙类)工作时，放大器的内阻变动剧烈：导通时，内阻很小；截止时内阻近于无穷大。因此输出电阻不是常数。所谓线性电路的阻抗匹配(负载阻抗与电源内阻相等)概念也就失去了意义。

ηk：中介回路的传输效率。L1C1C2L2CARAr1IAMRp继续(1)并联谐振回路型的匹配电路如果设

：

r'r1C1L1C1R'pL1IKRp

要想回路的传输效率高，则空载Qo越大越好，有载QL越小越好，也就是说，中介回路本身的损耗越小越好

但从要求回路滤波作用良好来考虑，则QL值又应该足够大。从兼顾这两方面出发，QL值一般不应小于10。在功率很大的放大器中，QL也有低到10以下的。

休息2休息1在大功率输出级，T型、Π型等滤波型的匹配网络就得到了广泛的应用。

图中的R2一般代表终端(负载)电阻，R1则代表由R2折合到左端的等效电阻，现以(a)为例进行计算公式的推导继续(2)滤波器型的匹配网络两种Π型匹配网络(a)(b)L1R1C1C1R1L1C2R2R2C2

将并联回路R1C1与R2C2变换为串联形式，由串、并联阻抗转换公式可得L1C1'R1'C2'R2'网络匹配时，R1'=R2'由谐振条件得

:仿真[例]有一个输出功率为2W的高频功率放大器、负载电阻RL=50Ω，EC=24V，f=50MHz，Q1=10，试求Π型匹配网络的元件值。

解

:继续(2)滤波器型的匹配网络L1R1C1R2=RLC2

R1应该是功率放大器所要求的匹配电阻

Rp,即L1C1'R1'C2'R2'网络匹配时，R1'=R2'改写为：

解之得：

休息2休息1由谐振条件得

:注意，考虑到晶体管的输出电容Co后，C1应减去Co之值，才是所需外加的调谐电容值。一般，当L1确定之后，用C2主要调匹配，用C1主要调谐振。

实际还有其它各种形式的匹配网络。分析方法都很类似，即从匹配与谐振两个条件出发，再加上一个假设条件(通常都是假定Q1值)，即可求出电路元件的数值。

2.6.1宽带高频功率放大器

以LC谐振回路为输出电路的功率放大器，由于其相对通频带B/fo只有百分之几甚至千分之几，所以又称为窄带高频功率放大器。由于调谐系统复杂，窄带功率放大器的运用就受到了很大的限制。

继续2.6宽带高频功率放大器与功率合成电路

近年来一种新颖的，能够在很宽的波段内实现不调谐工作的宽频带功率放大器得到了迅速的推广。

休息2休息1

宽带功率放大器，实际上就是一种以非调谐单元作为输出匹配电路的功率放大器。它是以频率特性很宽的传输线变压器，代替了电阻、电容或电感线圈作为其输出电路

。

宽频带功率放大器没有选频作用。因此谐波的抑制成了一个重要的问题。为此，放大管的工作状态就只能选在非线性畸变比较小的甲类或甲乙类状态，效率较低，也就是说宽频带放大器是以牺牲效率作为代价来换取宽频带输出的

。

1.普通变压器不能在较宽频内工作的原因

继续2.6.1宽带高频功率放大器休息2休息1

图

(b)中L、Ls1、r1是变压器初级绕组的电感、漏感和损耗电阻；Ls2、r2

是折合到初级后，次级绕组的漏感和损耗电阻；C是变压器各分布电容折合到初级后的总和；R‘L是折合到初级后的等效负载电阻。

在高频端由于初级绕组电感的感抗很强，因此在高频端等效电路中可以认为电感L是开路，如图(c)。在低频端，由于频率较低，各漏感和损耗电阻很小，也可略去不计，可以认为电容C开路，如图

(d)；(a)原理电路(b)等效电路(c)高频端等效电路(d)低频端等效电路(e)频率响应曲线usRsRLuoRsRsRsusususr1Ls1LLs2r2CR'LrLsLCR'LR'Lfsfuo一般变压器的等效电路

可见工作频率越低，电感L的旁路作用就越大，于是输出电压将随着工作频率的降低而下将。在高频端负载R'L接在Ls和C组成的串联谐振回路容抗元件的两端，在串联谐振频率fs的附近，负载两端的电压急剧增加，并在fs上达到最大值。但是，偏离谐振频率fs，电压将急剧减小继续2.宽频带传输线变压器的工作原理休息2休息1

传输线变压器是将两根等长的导线紧靠在一起，并绕在高导磁率低损耗的磁芯上构成的。最高工作频率可扩展到几百兆赫甚至上千兆赫。

传输线变压器与普通变压器在传输能量的方式上是不相同的，传输线变压器负载两端的电压不是次级感应电压，而是传输线的终端电压。

两根导线紧靠在一起，所以导线任意长度处的线间电容很大，且在整个线上均匀分布。其次，两根等长导线同时绕在高μ磁芯上，所以导线上均匀分布的电感量也很大，这种电路通常又叫分布参数电路。

usususRLRLRLRsRsRs(a)结构示意图(c)普通变压器的原理电路(b)原理电路图u1u2u1u2u1u2

在传输线变压器中，线间的分布电容不影响高频能量的传输，电磁波以电磁能交换的形式在导线间介质中传播的。

(1)1：1传输线变压器

继续3.常用传输线变压器分析休息2休息1

1：1传输线变压器，又叫倒相变压器。当传输线无损时，可以认为u1=u2和i1=i2。usRLRsu1u2i1i2如果传输线的特性阻抗：

传输线输出端的等效阻抗为：输入端（1、3端）的等效阻抗为：为了实现传输线变压器与负载的匹配，要求：

为了实现信号源与传输线变压器的匹配，要求：

1：1传输线变压器，最佳匹配状态应该满足：满足最佳功率传输条件的传输线特性阻抗为：1：1传输线变压器具有最大的功率输出。但实际上，在各种放大电路中RL正好等于信号源内阻的情况是很少的。因此，1：1传输线变压器很少用作阻抗匹配元件，而更多的是用来作为倒相器，或进行不平衡-平衡以及平衡-不平衡转换。

第三章正弦波振荡器休息1休息23．2反馈振荡器原理休息1休息2

放大器

A（s）

反馈网络

F（s）Σ二正弦波反馈振荡器的电路组成

电源

有源器件

选频网络

反馈网络休息1休息23.3振荡条件的分析

晶体管

反馈网络

LC选频网络休息1休息2uiic1uc1uf三振荡电路分析实例VTRb1Rb2ReCeCL1LfECCbM主网络反馈网络+ui-ic-uo++uf-ib休息1休息2uiuoA1/F可见起振初期是一个增幅的振荡过程

当环路增益下降到1时，振幅的增长过程将停止，振荡器达到平衡状态，即进入等幅振荡状态。

二振荡器平衡状态的稳定条件返回休息1休息2

在平衡点Ui=UiA附近，当不稳定因素使ui的振幅Ui增大时，环路增益减小，使反馈电压振幅Uf减小，从而阻止Ui增大；反之，当不稳定因素使ui的振幅Ui减小时，环路增益增大，使反馈电压振幅Uf增大，从而阻止Ui减小。

UiO|T(ωo)|

A1UiA•

如果环路增益特性存在着两个平衡点A和B，其中，A点是稳定的，而B是不稳定点，如右图所示。二振荡器平衡状态的稳定条件返回休息1休息2|T(ωo)|BAUiUiAUiB1

若某种原因使Ui大于UiB，则|T(ωo)|随之增大，势必使Ui进一步增大，从而更偏离平衡点B，最后到达平衡点A；

反之，若某种原因使Ui小于UiB，则|T(ωo)|随之减小，从而进一步加速Ui减小，直到停止振荡。

通过上述讨论可见，要使平衡点稳定，|T(ωo)|必须在UiA附近具有负斜率变化

tui返回继续Oωωo3.4LC振荡电路(LCOscillatorCirCuits)一构成LC振荡器的基本原则二电容反馈三点式振荡器三电感三点式振荡器四两种改进型的电容反馈振荡器返回休息1休息23.4LC振荡电路(LCOscillatorCirCuits)I返回IIII休息1休息2C1C2LLECRb1Rb2ReCeCbC2C1Lc二电容反馈三点式振荡器(ColpittsOscillators)返回休息1休息2+uce-+ube-LECRb1Rb2ReCeCbC2C1Lc仿真C1C2L返回休息1休息2C2C1Lgieg'Lgoegmube+uce-+ube-iC1Lgieg'Lgmubegoe+u'be-i+uce-C2+uce-C2LC1g'Lgoegmubek2Fgie+u'be-iC1Lgieg'Lgmubegoe+u'be-i+uce-C2返回休息1休息2ECL1L2CRb1Rb2CbCeReL1L2C三,电感三点式振荡器(HartlyOscillators)仿真返回休息1休息2L2L1Cg'Lgoegmubek2Fgie+u'be-+uce-+uce-+u'be

-iiLC1C2C3RLBA四,两种改进型的电容反馈振荡器返回R'L仿真休息1休息2ECRLLC2C3C1Rb1Rb2CbReRcABLC1C2C3C4ABC4LC2C3C1Rb1Rb2CbReRcAB四,两种改进型的电容反馈振荡器返回仿真休息1休息2EC§3.5振荡器的频率稳定性休息2休息1§3.5振荡器的频率稳定性

放大器LC选频

反馈网络uiic1ZLuouf•休息2休息1§3.5振荡器的频率稳定性••••••Q••休息2休息1返回继续休息2休息13.6晶体振荡器(CrystalOscillator)休息2休息1CoCgCoCg5Cg3CgLgLg3Lg5LgRg3.6晶体振荡器(CrystalOscillator)CoCgLgRg一,晶体谐振器(CrystalResonator)fqfp电容性电容性电感性fXqO国产B451MHz中等精度晶体的等效参数如下：Lq=4.00H，Cq=0.0063pF，

rq≤100～200Ω，Co=2～3pF。因而晶体的品质因数Qq很大，一般为几万至几百万

≥（12500～25000）

CLJTC1C2JT二,晶体振荡器电路(CircuitofCrystalOscillators)ECJTC2C3C1Rb1Rb2CbReLc二,晶体振荡器电路(CircuitofCrystalOscillators)仿真晶体C1C2JTC3LqCqrqCoC1C2C3gmubegiegmubeC1C3CqLqrqCoC22.振荡条件的近似分析C1C2JTC3RqXq+u'be—+u'be—仿真LqrqCqCoCLLqCqrqCoC1C2C3gmubeg3ie3电路的谐振频率的估算:C1CcCeRb1Rb2ReL1LEcJTC2C1C2L1JT二,晶体振荡器电路(CircuitofCrystalOscillators)休息1休息2C1C2C3JTLRb1Rb2RcReCbCcC1C2C3JTCoLEc二,晶体振荡器电路(CircuitofCrystalOscillators)休息1休息2二,晶体振荡器电路(CircuitofCrystalOscillators)••ωq•ω•返回继续•休息1休息2ωqω

p电容性电容性电感性fXqORb1Rb2RcReCeCoC1C2LCbEC3.7振荡器中的几种现象IE休息1休息2UB+UBE_+UE_Rb1Rb2RcReCeCoC1C2LCbEC2当起振后ubieUE休息1休息2+UBE_Rb1Rb2CbRcReCeC1C2C3R2EC二,频率拖曳现象休息1休息23.7振荡器中的几种现象ω01ω01ω

ω02

ω

ω01ω01ω023.7振荡器中的几种现象abdcωω01ω01ω023.8RC振荡器休息1休息2C3C2C1CeR1R2Rb2Rb1ReRcEcRCRC§4.8RC振荡器U1+Uc-UoU1+UR-UoIIUoIUCU1φφU1UoIUR

仿真休息1休息24.1概述

级数展开分析方法

)1e(IiKT/quScBE-=

折线分析法

线性时变电路分析法

休息1休息24.2非线性元器件的特性描述

休息1休息21.幂级数分析法

当PN结二极管的电压、电流值较小时，流过二极管的电流id(t)可写为:

如果加在二极管上的电压ud=UQ+Usmcosωst，且Usm较小，UQ>>UT。流过二极管的电流为QUdmuDiDOiduS令，。则利用id(t)可以写为：由二项式定理：进一步展开。其中，

利用三角函数公式：可以将id(t)表达为：以上分析进一步表明：单一频率的信号电压作用于非线性元件时，在电流中不仅含有输入信号的频率分量ωs，而且还含有各次谐波频率分量nωs。1.幂级数分析法休息1休息2当两个信号电压ud1=Udmlcosωlt

和ud2=Udm2cosω2t同时作用在非线性元件时，根据以上的分析可得简化后的id(t)表达式为：利用三角函数的积化和差公式：可以推出id(t)中所含有的频率成份为：其中，（p，q=1，2，3….）。ω1ω2输入电压信号的频谱ωω电流id(t)的频谱…ω13ω12ω1……ω22ω2ω2-ω1ω2+ω1ω2+2ω1ω2-2ω12ω2+ω12ω2-ω12ω2+2ω12ω2-2ω1第四章非线性电路，线性时变参数电路输入信号频谱输出电流信号频谱休息1休息2us+-+-uoEBECVTCL2.线性时变电路分析法

休息1休息2ic+ube-yiegmubeic+uce-UB(t)us+-+-uoEBECVTCLUB(t)2.线性时变电路分析法

休息1休息2uBEic休息1休息2uoS(t)3开关函数分析法休息1休息2+-udidididRLrdusuo+-+-开关频率ωoRLVDusuo+-+-返回继续idid

相乘器

kuxuyuz输入信号频谱输出信号频谱4乘法器电路分析仿真休息1休息2返回继续4.3模拟相乘器及基本单元电路等各种技术领域

模拟乘法器可应用于：4.3.1模拟相乘器的基本概念

模拟乘法器具有两个输入端（常称X输入和Y输入）和一个输出端（常称Z输出），

是一个三端口网络，电路符号如右图所示：uxuyuzXYZ

理想乘法器：

uz(t)=kux(t)uy(t)

式中：k为增益系数或标度因子，

单位：，k的数值与乘法器的电路参数有关。

或Z=kX·Y继续返回

一、乘法器的工作象限

乘法器有四个工作区域，可由它的两个输入电压的极性确定。XYXmax-XmaxYmax-Ymax

输入电压可能有四种极性组合：XYZ

（+）·（-）=（-）第Ⅳ象限

（-）·（-）=（+）第Ⅲ象限

（-）·（+）=（-）第Ⅱ象限

（+）·（+）=（+）第Ⅰ象限

如果：两个输入信号只能为单极性的信号的乘法器为“单象限乘法器”；一个输入信号适应两种极性，而一个只能是一种单极性的乘法器为“二象限乘法器”；两个输入信号都能适应正、负两种极性的乘法器为“四象限乘法器”。

二、理想乘法器的基本性质1、乘法器的静态特性（1）继续返回（3）当X=Y或X=-Y，Z=KX2或Z=-KX2，

输出与输入是平方律特性（非线性）。XYX=YX=-Y2、乘法器的线性和非线性

理想乘法器属于非线性器件还是线性器件取决于两个输入电压的性质。

一般：①当X或Y为一恒定直流电压时，Z=KCY=K`Y，乘法器为一个线性交流放大器。②当X和Y均不定时，乘法器属于非线性器件。（2）当X=C（常数），Z=KCY=K‘Y，Z与Y成正比（线性关系）XYC>0C<0继续返回①基本电路结构是一个恒流源差分放大电路，不同之处在于恒流源管VT3的基极输入了信号uy(t)，即恒流源电流Io受uy(t)控制。

4.3.2模拟相乘器的基本单元电路1、二象限变跨导模拟相乘器ECRCRCVT3VT2VT1uyuxREube1ube2ic2ic1Ioube3由图可知：ux=ube1-ube2

根据晶体三极管特性，VT1、VT2集电极电流为：

VT3的集电极电流可表示为：可得：同理可得：式中，为双曲正切函数。

差分输出电流io为:ic1、ic2ic1ic2Io

0-3321-1-2继续返回休息1休息2可以看出，当ux<<2UT时，

ic1、ic2与近似成线性关系。

可近似为:差分放大电路的跨导gm为:uo恒流源电流Io为:（uy>0）

输出电压uo为:

由于uy控制了差分电路的跨导gm，使输出uo中含有uxuy相乘项，故称为变跨导乘法器。

变跨导乘法器输出电压uo中存在非相乘项，而且要求uy≥ube3，所以只能实现二象限相乘。

RcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6Io①基本电路结构VT1，VT2，VT3，VT4为双平衡的差分对，VT5，VT6差分对分别作为VT1，VT2和VT3，VT4双差分对的射极恒流源。

二、

吉尔伯特（Gilbert）乘法器1、Gilbert乘法单元电路

是一种四象限乘法器，也是大多数集成乘法器的基础电路。继续返回休息1休息2VT1VT2VT3VT4VT5VT6RcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6Io②工作原理分析

根据差分电路的工作原理：

又因，输出电压：

二、

吉尔伯特（Gilbert）乘法器+ux-+uy-+uo-iAiBi2i1i3i4i5i6当输入为小信号并满足：

而标度因子

Gilbert乘法器单元电路，只有当输入信号较小时，具有较理想的相乘作用,ux，uy均可取正、负两极性，故为四象限乘法器电路，但因其线性范围小，不能满足实际应用的需要。继续返回仿真休息1休息2VT5VT6RyIoyIoyRcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6RyVT5VT6Ry2、具有射极负反馈电阻的Gilbert乘法器

使用射极负反馈电路Ry，可扩展uy的线性范围，Ry取值应远大于晶体管T5,T6的发射极电阻，即有

静态时，i5=i6=IoY,当加入信号uy时，流过Ry的电流为：iAiB+ux-+uo-iY∴有+uy-iY如果ux<2UT=52mV时，返回仿真继续休息1休息2i5i6+uy-RcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6IoyIoyRyVD1VD2VT7VT8R1RxIoxIox3、线性化Gilbert乘法器电路

具有射极负反馈电阻的双平衡Gilbert乘法器，尽管扩大了对输入信号uy的线性动态范围，但对输入信号ux的线性动态范围仍较小，在此基础上需作进一步改进，下图为改进后的线性双平衡模拟乘法器的原理电路，其中VD1，VD2，VT7，VT8构成一个反双曲线正切函数电路。返回继续uxux'uyuoVD1VD2VT7VT8R1RxIoxIoxRcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6IoyIoyRyVD1VD2VT7VT8R1RxIoxIoxuxuyux'工作原理分析：i7ixi8iyiAiBVT7，VT8，Rx，Iox构成线性电压—电流变换器。∴有uo

而为二极管D1与D2上的电压差，即:

利用数学关系：，则上式可写成：（1）代入（2）可得：其中标度因子：

可见大大扩展了电路对ux和uy的线性动态范围，改变电阻Rx或Iox可很方便地改变相乘器的增益。

返回继续仿真+UD1-+UD2-iD1iD2休息2休息1VT5VT6RyRcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6VT7VT8VDRyRy-EEVT7VT8VD4.4单片集成模拟乘法器及其典型应用

一、MC1496/MC1596及其应用uxuy1、内部电路结构

与具有射极负反馈的双平衡Gilbert相乘器单元电路比较，电路基本相同，仅恒流源用晶体管VT7，VT8代替，二极管VD与500电阻构成VT7，VT8的偏置电路。

反偏电阻Ry外接在引脚②、③两端，可展宽uy输入信号的动态范围，并可调整标度因子K。2、外接元件参数的计算iy+uy-①负反馈电阻Ry且应满足|iy|<Ioy若选择Ioy=1mA，Uym=1V（峰值）返回继续Ioy休息2休息1IoyRcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6VT7VT8VDRyR5-EE由右图电路可得：当时，③负载电阻Rc引脚⑥、⑨端的静态电压：U6=U9=Ec-Ioy·Rc，若选U6=U9=8V，Ec=12V，

则有：，标称值为3.9。②偏置电阻R10U6U9Ioy

返回继续仿真休息2休息1

三、

MC1495/MC1595（BG314）及其应用1、内部电路结构vx++vy①内部电路如图所示，由线性化双平衡Gilbert乘法器单元电路组成。

输入差分对由T5，T6，T7，T8和T11，T12，T13，T14的达林顿复合管构成，以提高放大管增益及输入阻抗。

负反馈电阻RY，Rx，负载电阻Rc，恒流偏置电阻R3及RW5，R13及R1均采用外接元件。返回继续休息2休息1vovx+-vy+-MC1595

（BG314）1214489125610117133R1RcRcR13RxRyVCCVEER3Rw52、外围元件设计计算如果设计一个上图所示的乘法器电路，并要求：输入信号范围为：

输出电压范围为：由以上的要求可知，乘法器的增益系数返回继续休息2休息1①负电源的-VEE的选取

负电源应能确保输入信号Vx，Vy为最大负值时，电路仍能正常工作，以Vy输入端为例：当|Vy|=|Vym|=10V时，由右图的等效电路可以看出：VBE5VBE6VCE9VRe9若T5，T6，T9正常工作，且设VBE5=VBE6=0.7V，VCE9+VRE9≥2V（以保持T9工作于线性区）

则

故可取-VEE=-15V返回继续休息2休息1②偏置电阻R3，R13的计算

恒流源偏置电阻R3，R13应保证能提供合适的恒流电流，使三极管工作在特性曲线良好的指数律部分，恒流源电流一般取0.5～2mA之间的电流值，现若取Iox=Ioy=1mA，以引脚③为例，设VD3=VD4=0.7V，如右图的等效电路可IoxIR3

同理可求出R13=13.8，一般R3采用10固定电阻和6.8电位器的串联，以便通过调Iox来控制增益参数K。返回继续休息2休息1+vx

-③负反馈电阻Rx和Ry的计算如右图所示电路可得：同理可得：④负载电阻Rc

由于增益系数：ixmaxixmaxixmaxixmaxixmax⑤电阻R1取引脚①的电压为+9V，则返回继续V13、失调误差电压及其调整

实际乘法器电路由于工艺技术、元器件特性的不对称，不可能实现理想相乘，会引入乘积误差，若设乘法器工作在直流输入时，输出电压可表示为：

其中：△K：增益系数误差，可通过IR3的调整使其误差值达最小值；XIO：乘法器X通道输入对管不对称引起的输入失调电压；

YIO：乘法器Y通道输入对管不对称引起的输入失调电压；

Zos：负载不匹配引起的输出失调电压。①输出失调误差电压Zoo定义：当X=Y=0时的输出电压称为输出失调误差电压Zoo。

Zoo=±KXIOYIO+Zos，忽略了二阶小量项（△K·XIO，△KYIO）。

输出失调误差电压Zoo，可借助外电路予以调零，以补偿输出失调电压，下图给出两种输出失调调零电路。返回继续

图（a）通过调节电位器Wz，调整乘法器输出端集电极负载电阻，实现输出失调电压的调零。①输出失调误差电压Zoo返回继续休息2休息1

图（b）利用电位器Wz调节A的负相端电位来实现失调误差电压的调零。①输出失调误差电压Zoo返回继续休息2休息1②X（或Y）馈通误差电压KYIOX（或KXIOY）

实际乘法器中当一个输入端接地，另一输入端加入信号电压时，其输出往往不为零，这个输出电压称为线性馈通误差电压。

它是由于输入接地端存在输入失调电压而引起的，线性馈通误差电压可通过输入端的外接补偿网络来进行调零，线性馈通误差电压调零电路如下图所示。返回继续休息2休息1

同理，可借助调节输入失调电位器Rwy引入一补偿电压（引脚12对地电压），使输出电压为零，使Zoy调零。

当输入电压X=0时，乘法器在输入电压Y的作用下，输出电压Z|x=0=±KYXIO，借助调节输入失调电位器Rwx引入一个补偿电压（即引脚⑧对地直流电压），使输出电压为零。返回继续休息2休息14、乘法器的调整步骤：

乘法器在使用前应仔细调整，才能使电路具有良好的性能。（1）线性馈通误差电压调零电位器Wz，Rwx，Rwy先置于中间位置：X输入端④脚接地，从Y输入端⑨脚输入频率为15KHZ，幅度为1Vpp的正弦波，调节Rwx，⑧脚会产生附加补偿电压，从而使Vo=0；然后⑨脚接地，④脚输入同样的正弦信号，调节Rwy，11脚会产生附加补偿电压，使Vo=0。（2）输出失调误差电压调零④、⑨脚均短接到地，调节Wk值，使Vo=0，反复上述两步骤，直到上述三种情况下，Vo均为零，或最小值。（3）增益系数K的调整④、⑨脚均加入5V直流电压，调Wk值，改变Iox，使Vo=+2.5V。④、⑨引脚改接-5V直流电压，若此时Vo=2.5V，则调整结束。如Vo≠2.5V,则应重复步骤（1）～（3）直到精度最高为止。返回继续休息2休息14.5模拟集成乘法器在运算电路中的应用

一、乘法与平方运算电路当Vx=Vi1，Vy=Vi2若Vi1=Vi2=Vi，则有