煤矿提升容器激光定位系统设计

摘要提升设备是煤矿生产的大型机电设备，担负着连通地面和矿井的重要任务。提升机运行的可靠性对于煤矿生产非常重要。但是在煤矿生产中，由于提升容器位置跟踪定位的不准确而造成的事故很多。论文采用高性能的相位式激光测距技术来对提升容器进行定位，利用数字信号处理技术，解决提升容器跟踪定位的准确性和可靠性问题。论文在论述了相位式激光测距技术原理、快速傅里叶变换和采样定理及其应用的基础上，构建了提升容器激光定位系统的整体结构，设计和调试了以MSP430F449为核心的主控制电路、基于直接数字频率合成（DDS）技术的标准信号发生电路、激光的驱动和调制电路、接收回波的信号放大和解调电路、回波信号的混频和采集电路等；编制和成功调试了系统的主程序流程、测距信号的数据采集、基于FFT的相位测量程序、MSP430F449的显示和串口通信程序等；实现了测尺的标准调制信号和本振信号的产生、测尺信号的激光驱动和调制、测量信号的放大和解调，通过数据采集和基于FFT的相位检测方法得到提升容器在井筒中的位置，并在12864液晶模块上显示，测量结果可通过RS-232和RS-485传送到上位机。论文还论述了系统硬件电路板设计中应注意的问题，并对硬件调试中常遇到的问题提出了简单可行的解决方法。关键字：提升容器定位；激光测距；直接数字频率合成；MSP430ABSTRACTMinehoistingequipmentisamechanicalandelectricalequipmentforcoalproduction,itbearstheimportanttaskofconnectinggroundandminetunnel.Minehoistingequipmentworksonliftingcoal,decentralizationofmaterialandpeople.Sothereliabilityoftheoperationofthehoistingequipmentisveryimportant.Butincoalproduction,therearelotsofaccidentbecauseofinaccuracylocatingoftrackingandpositioning.Enhancementoftraditionalpositioningdevicelimitingtheaccuracyandstability.Inviewofdisadvantageofpositioningdevicesuchasunflexible,notenoughadaptabilityandlessanti-interferenceability.Thesubjectusehigh-performancelaserrangingtechnologytolocatethecontainer,usedigitalsignalprocesstechnologytosolvetheaccuracyandreliabilityissues.ThespecificmethodsistouseDDStechologytomodulatethelaserandmakeFFT(FastFourierTransform)forthetransmittedsignalandechosignalforphasedetection,whicharetoenhancethepreciselocationofthecontainer.Thispaperdiscussesthetheoryoflaserrangingindetail,fastfouriertransform,samplingtheoremandtheirapplicationinlaserrangingsystem.Makearangingprogramforthecoalminehoistcontainer,designtheoverallprogramofhardwareplatform.Design,makeanddebugtheprocessorMSP430F449’ssystemanditsperipheralinterfacemodulesuchasserialLCD,RS-232serialcommucation,signalgKeywords:Upgradingequipmentpositioning;Laserranging;DirectDigitalSynthesis;MSP430山东科技大学硕士学位论文目录目录TOC\o"1-2"\h\z\u1绪论 11.1课题的目的和意义 11.2国内外研究现状 21.3本论文的主要工作 32相位法激光测距原理 52.1激光相位法测距的原理 52.2多尺测量方法 62.3混频原理及其在系统中的应用 72.4基于快速傅里叶变换的相位测量方法 83系统硬件设计 163.1主处理器MSP430及其外围电路设计 173.2 标准信号发生电路设计 273.3激光发射电路设计 313.4激光接收电路设计 354硬件电路板设计与调试 424.1主处理器部分电路板设计与调试 424.2信号发射接收部分电路调试 485系统软件设计 515.1主控制器软件设计 515.2测距程序软件设计 545.3数据处理软件设计 556论文的总结 57致谢 58参考文献 59攻读学位期间参与的科研项目和发表的论文 62CONTENT1Introduction ·····································································1 1.1ResearchPurposeandMeaning·········································································1 1.2ResearchStatusatHomeandAbroad··································································2 1.3MainWorkofTheProject···············································································32TheoryofPhaseLaserRangingSystem···········································5 2.1BasicTheoryofLaserRangingSystem·······························································5 2.2Muti-rulerMeasurement················································································6 2.3TheoryandApplicationofFrequencyMixing························································7 2.4PhaseMeasurementMethodBasedonFFT···························································83SystemHardwareDesign························································16 3.1HardwareDesignofMSP430mcuandPeripheralInterface········································17 3.2HardwareDesignofStandardSignalGenerator·····················································27 3.3HardwareDesignofLaserDrivingandModulation·················································31 3.4HardwareDesignofSignalReceivingandGain·····················································354SystemHardwareDesign························································42 4.1HardwareDebugofMSP430mcuandPeripheralInterface········································424.2HardwareDebugoftransmittingandreceiving······················································485SystemSoftwareDesign·························································51 5.1SoftwareDesignofMainControlProcessor·························································51 5.2SoftwareDesignofMeasurementProcedure························································54 5.3SoftwareDesignofdataprocessing··································································556ConclusionAndProspects·······················································57Acknowledgement··································································58Reference··········································································59WorksandPapers··································································62山东科技大学硕士学位论文绪论PAGE391绪论1.1课题的目的和意义提升机械在现代工程建设与矿山生产中扮演重要角色。矿井提升机担负着沿井筒提升矿石、下放工料、运送工作人员和操作设备的任务在煤炭开采生产活动中占有极其重要的地位。矿井提升的作用决定了提升机必须具备安全稳定、高效经济等特点。矿井生产要求提升设备能长期连续可靠运转，并最大限度的降低事故发生率和检修时间。提升机的稳定可靠性，不仅影响整个矿山生产，而且涉及工作人员的生命安全[1]。我国对矿井提升设备运行的安全问题非常重视，《煤矿安全规程》中对矿井提升机的性能参数有明确的规定和要求。尽管矿井提升机自身有一些保护措施，但由于煤矿现场的多样性、环境的恶劣性和研究的局限性，有些保护措施没有达到应有的效果，一旦提升机没有按照给定速度函数运行，就会发生提升机超速、过卷事故，轻者造成楔形罐道、提升容器的损害，影响矿井生产的正常进行。情况严重的可拉倒井架，使得钢丝绳断裂、提升容器掉落和砸坏井筒内的机电设备，进而造成重大的人员伤亡事故和重大设备损坏，给煤矿生产带来极大的经济损失[2]。矿业生产时由于监测不准确、各种元器件失效造成的事故很多。例如：在江苏徐州的韩桥煤矿潘家屯，副井多绳落地摩擦式提升机由于原设计深度指示器采用老式控制方式，发生过几次严重过卷事故，最为严重的那次是在提矸石时，减速点未起作用，司机却未发现，因为没有及时采取补救方法，造成高速过卷，造成楔形罐道全部被冲毁，天轮下的防撞木被撞碎，造成了严重的损失；98年河南的平顶山市石龙区西区煤矿，由于副井提升机行程控制系统出现错误导致坠罐事故，死亡14人；2002年，在淮北芦岭煤矿，由于主井提升机行程监测系统失效，提升机发生过卷事故，事故使得煤矿生产停工，造成了难以计数的经济损失。据统计，仅二十世纪80年代，对全国1445个矿务局112个矿井抽样调查，仅提升系统发生事故126起，伤亡272人，经济损失达七千万[3~4]。为了解决提升容机运行的安全性和可靠性问题，需要对提升机的运行状况进行实时监测，监控过速、过卷、减速点滞后、加速度、减速度过大等方面。可见，解决提升容容器跟踪定位问题，是防止提升机严重过卷事故的关键[4]。目前煤矿提升容器的定位控制系统得到的位置信号都是间接位置信号，和实际的提升容器有一定的差别，为了消除位置误差，国内外的研究机构都想通过直接测量提升容器的位置对其进行跟踪定位，一直没有较好的解决方案。因此，研发一种高精度高稳定性的煤矿提升容器定位系统是实际煤矿生产的迫切需要。1.2国内外研究现状目前我国煤矿提升机机电控制系统中的定位装置大多数采用机械模拟位置检测和控制。但是这种定位装置自身的缺陷限制了提升机控制系统的控制精度和安全稳定性。这种老式的跟踪定位装置很难满足现代矿山生产的需要。一些比较先进的煤矿采用了PLC的机电控制系统，包括对多种行程开关量的逻辑控制运算、对多种行程模拟量的计算机控制，但是位置定位系统仍然采用旋转编码器使用脉冲计数的方法[4]。根据一些事故的取证，提升机过卷事故的主要原因是提升容器跟踪定位系统的精确性、可靠性不高，为了提高提升容器跟踪定位系统的性能，本论文采用高性能的激光测距技术[5~6]来解决提升容器定位的精确可靠性和稳定性的问题。六十年代初期，出现了激光技术，这对光电测距仪的发展起了很好的推动作用。由于激光特有的优点，例如方向性强、亮度高、单色性好、相干性好等特点，因此经常被用来作为光电测距仪的光源，激光测距仪也就这样诞生了。国内外许多高校，研究所和公司都开展了激光测距方面的研究工作。最先研究的是芬兰奥鲁大学电气工程系和芬兰技术研究中心，从二十世纪七十年代初一直到今天，研究领域从各分系统到整机及其应用，并且与美国、俄罗斯几家著名公司联合开展了合作研究，其产品涉及工业、航天、海洋及机器人视觉等方面[7]。早期是二极管激光测距仪的开发。小于1km测量距离的商用测距仪已达到实用水准，其系统的研究开始于军事应用，随着技术的发展，广泛应用于测距报警系统、航海浮标测距、集装箱检查等。GaAS激光测距仪以数千次每秒的脉冲重复频率工作.在距离几公里内精度可达几厘米。二十世纪八十年代，美国GoldenScientific公司的型半导体激光测距夜视仪，将单目夜视装置和GaAS半导体激光器合为一体，测程超过1，重量1.3。美国国际激光系统公司GR500型激光测距仪，采用GaAS激光器，脉宽40，发散角5~50mrad，测程3230，重复频率为2，重量10kg。美国轻型反坦克武器激光测距仪采用GaAS激光器，测距大于500m，输出功率40w，脉宽70ns，发射角10mrad，重复频率5.7kHz。随着半导体激光泵浦固体激光器的发展，美国McDonnellDouglas公司己将它引入军事市场，二十世纪九十年代初开始在F/A-18战斗机上进行试验，1991年春季投入生产。用气冷的激光二极管泵浦Nd:YAG，输出波长为1.064或532，脉冲能量达200mJ，工作温度-35℃~+60℃，该装置的重量为4.5kg~5.7kg。1996年下半年美国Bushnen公司推出了测距能力为366米的400型小型、便携、低功耗、对人眼安全、无合作目标、价格实惠的LD测距仪Yardage400(800)，已被评为1997年世界一百项重要科技成果之一。1997年Bushnell公司又在互联网上推出测距能力为732米的800型激光测距仪。1998年美国Tasco公司推出测距能力为800码的摄像机型LasersiteLD激光测距仪。近几年美国LaserTech、LeiCa等公司也相继研究测距能力1000米，精度1米的手持式望远镜测距仪。1995年以来，世界范围内对人眼安全的半导体激光测距技术发展十分迅猛，已开展了波长在800-900nm范围内、测量距离10~1000m，峰值功率为10W，脉冲宽度20-50ns，重复速率1-10kHz无合作目标的激光测距仪研究。国内激光测距仪的研究始于20世纪80年代，是在固、气体激光测距仪基础上发展起来的，目前基础技术已有了，主要是解决工程应用的问题，开发各种应用产品，适应不同的用户需求。航天科工集团八三五八所研制出测程200米，精度0.5米，重复频率100Hz的激光测距仪，中国计量学院信息工程系光电子研究所与国外合作开发了低价、省电、便携半导体激光测距仪，作用距离1000米，精度小于1米。目前，国内激光测距仪的研究十分热门，西安、南京、上海、北京等地方相继出现了相关研究机构。激光测距仪已经被广泛应用于以下领域:电力，房地产，水利，林业，通讯，环境，建筑，爆破，地质，警务，消防，航海，铁路，反恐/军事，农业，休闲/户外运动等。1.3本论文的主要工作论文选题来自于山东省信息产业专项资金项目“煤矿提升容器激光定位系统”，目的是研发出一种高精度的矿井提升容器激光定位系统，实现煤矿提升容器在井筒中位置的直接、实时检测和定位。本课题主要完成的工作如下：1.了解当前激光定位技术的科研背景，以及激光测距的各种方法，在查阅相关资料和论证的基础上，找到适合矿井提升机定位的测距方法，设计了系统的具体方案。2.选定MSP430F449作为主处理器，并设计和制作了处理器的最小系统的硬件电路板，利用USART构建了RS-232串行通信模块，并成功调试了硬件和软件程序实现了数据实时传送至上位机的功能；同时，设计和调试了12864液晶显示模块和按键等人机交互功能。3.设计和制作了基于DDS的标准信号发生器，并调试了MSP430F449串行驱动DDS的硬件电路和软件程序。4.设计调试了激光驱动和调制电路，利用DDS产生的标准信号成功的驱动激光器。5.设计、制作并调试了光电雪崩二极管（APD）反向偏压电路驱动APD接收回波信号，对于接收到的回波信号，设计和调试了自动增益控制电路来对信号进行放大，并设计了混频电路在相位差不变的情况下降低信号频率。6.采用串行模数转换器（ADC）对混频后的信号进行采样，完成了硬件设计调试和软件程序编写，利用SPI协议将采样的数据送入主处理器进行FFT。7.最后，对论文进行简要的总结并提出改进建议。山东科技大学硕士学位论文相位法激光测距原理2相位法激光测距原理激光具有高方向性和高亮度的优点，是提升容器位置检测系统中测距原理的理想选择。激光测距的方法主要有：脉冲法、相位法、干涉法测距、三角测量法、反馈法测距、纵模拍频测距法，就对技术成熟性和测程的要求，脉冲法和相位法是首选。脉冲法是测量光波往返于测量端到被测面之间所需的时间，这种方法常常用在军事、地形测绘等远距离测量中，误差一般为1-5米。相位法是测量光波计算发射波和接收波的相位差，从而计算出往返于发射端与反射面之间所经历的时间，此种方法相对误差仅有百万分之一，在千米的测程上也只有几个毫米的误差。因此，本课题中采用相位法激光测距。2.1激光相位法测距的原理激光相位测距中，把连续的激光进行幅度调制，调制光的光强随时间做周期性变化，测定调制光往返过程中所经过的相位变化即可求出时间和距离。发射处提升容器发射处发射处提升容器发射处图2.1相位式激光测距原理示意图Fig.2.1Schematicdiagramofphaselaserrangingsystem如图2.1所示，设发射处与反射处（提升容器）的距离为x，激光的速度为c，激光往返它们之间的时间为t，则有：(2.1)设调制波频率为f，从发射到接收间的相位差为，则有：(2.2)其中，N为完整周期波的个数，为不足周期波的余相位。因此可解出：(2.3)其中，称为测尺或刻度，N即是整尺数，为余尺。根据测得的相位移的大小，可知道余尺的大小。而整尺数N必须通过选择多个合适的测尺频率才能确定，测尺频率的选择是提升容器精确定位的关键因素之一。2.2多尺测量方法测量正弦信号相移的方法都无法确定相位的整周期数，即不能确定出相位变化中的整倍数N，而只能测量不足的相位尾数，因此公式（2.3）中的值无法确定，使该式产生多个解，距离D就不能确定。解决此缺陷的办法是选用一个较低的测尺频率，使其测尺长度稍大于该被测距离，这种状况下不会出现距离的多值解。但是由于测相系统的测相误差，会导致测距误差，并且选用的越大则测距误差越大。因此为了得到较高的测距精度而使用较短的测尺长度，即较大的测尺频率，系统的单值测定距离就相应变小。为了解决长测程和高精度之间的矛盾，一般使用的解决办法是：当待测距离D大于基本测尺（精测测尺）时，可再使用一个或几个辅助测尺（又叫粗测测尺），然后将各个测尺测得的距离值组合起来得到单一的和精确的距离信息。由此可见，用一组测尺共同对距离D进行测量就可以解决距离的多值解，即用短尺保证精度，用长尺保证量程。这样就解决高精度和长测程的矛盾[4]。本系统选用10米作为精尺，1000米作为粗尺，带入公式即可求得精尺频率和粗尺频率：精尺频率（2.4）粗尺频率（2.5）其中，光速。上面公式计算出的只是个大概的数值，实际上光速要小于，而且c还和实际的大气条件（比如矿井温湿度、气体成分、风速等）有关，因此，这些测尺频率需要进一步调整，具体的做法是在现场标定。2.3混频原理及其在系统中的应用2.3.1模拟相乘混频器混频是将信号频率由一个量值变换为另一个量值的过程。如图2.2所示，信号输入和输出的关系分析如下：图2.2模拟相乘混频器Fig.2.2Frequencymixer设输入信号分别为和，经过模拟乘法器相乘以后得：（2.6）由上式可以看出，经过模拟乘法器将两个信号相乘，就实现了两个信号的差频与和频，其中为增益系数。通过带通滤波器或者低通滤波器后，即可得到差分输出：2.3.2在相位法测距中使用混频精尺频率15MHz的正弦信号是中高频信号，对其进行测量是很困难的，这样就要求对信号波形做一定的变化，在保证相位不变的情况下降低信号频率，使后级的模数转换器采样更容易。在本相位式测距系统中，设由DDS发出的调制信号和APD接收到的回波信号分别为、：（2.7）（2.8）其中，是精尺频率，其值为15，此时两路信号的相位差是。另外一个DDS发出的本振信号，其中，为本振频率，其值为。将调制信号与本振信号混频：（2.9）使用低通滤波器保留其低频的正弦信号，得到：（2.10）同理可得回波信号与本振混频后的信号：（2.11）此时我们可以得到与的相位差：（2.12）由此可见，混频前后相位差不变，信号频率降低到了。同理，对于粗尺频率150，引入的本振频率为135，经过上述方法，同样可以在相位差不变的情况下将信号频率降低到。2.4基于快速傅里叶变换的相位测量方法相位法激光测距系统的测量精度主要取决于测相的精度，而传统的测相方式通常大量采用模拟电路，无法解决模拟元件固有的缺点（如温漂、零漂严重，抗干扰能力差等），尤其在煤矿开采现场，不仅环境条件十分恶劣（淋水、粉尘等），而且现场有各种大功率机电设备，有很强的电磁串扰，因而这种采用模拟元器件搭建电路的测相方法在稳定性和可靠性方面都很不理想[4]。用基于信号频谱分析的鉴相方法，需要对采样的信号进行数字信号处理，这就要求将回波信号这样的模拟量转换为数字量，系统中采用模数转换器（ADC）实现，采样过程需要遵循一定的条件，采样后的数据进行快速傅里叶变换（FFT）算法。采样定理A/D转换是相位法测距的重要组成部分，是整个数字化处理的基础。从模拟的连续时域信号得到离散的数字信号应该遵循一定的原则，这就是在数字信号处理领域著名的采样定理。Nyquist采样定理Nyquist采样定理是针对基带信号而言的，又称低通采样定理[8]。设有一个频率带限信号，其频带限制在内，如果以不小于的采样速率对进行等间隔采样，得到离散的采样信号其中称为采样间隔，则原有信号将被得到的采样值完全地确定。采样之后，信号频谱周期化，变为原信号频谱移频后的多个谱叠加，如果原信号的频谱如图2.3(a)所示，那么采样后的信号频谱就如图2.3(b)所示[8]。图2.3(a)带限信号频谱图2.3(b)经采样后信号频谱Fig.2.3(a)Spectrumofband-limitedsignalFig.2.3(b)Spectrumofsampled由图可见，中包含有的频谱成分，如图2.3(b)中虚框部分所示，只要满足或（2.13）则虚框部分不会与其它频率部分相混叠。这时只需要一个带宽大于等于的低通滤波器，就能滤出原来的信号。Nyquist采样定理告诉我们，如果以不低于信号最高频率的两倍的采样速率对带限信号进行采样，那么所得到的离散采样值就能准确地确定原信号。该定理的用意在于，时间上连续的模拟信号可以用时间上离散的采样值来取代，这样就为模拟信号的数字化处理提供了理论依据[8]。带通信号采样定理带通信号采样定理又称欠采样定理、带通采样定理或中频采样定理[9]。Nyquist采样定理只讨论了频谱分布在上的基带信号的采样问题，如果信号的频率分布在某一有限的频带上时，也需要遵循一定的原则。当然，根据Nyquist采样定理来进行采样。但是，当时，也就是当信号的最高频率远远大于其信号带宽B时，如果仍按Nyquist采样率来采样的话，则其采样率会很高，甚至很难实现，或者后级处理的速度也满足不了要求。这样的情况下，可以按照带通信号采样定理来采样。带通信号采样定理：设一个带限信号，其频率限制在内，如果其采样率满足：(2.14)式中，n取满足的最大正整数（0，1，2，…），则用进行等间隔采样所得到的信号采样值能准确地确定原信号[9]。式（2.14）用带通信号的中心频率和频率带宽B也可以表示为：(2.15)式中，n取满足（B为频带宽度）的最大整数。显然，当、时，取，式（2.15）就是Nyquist采样定理，即满足。由式（2.15）可见，当确定了频带宽度B，为了能用最低采样速率即两倍频带宽度速率对带通信号进行采样，带通信号的中心频率必须满足：（2.16）或（2.17）也即信号的最高和最低频率相加是带宽的整数倍。带通信号采样前后的频谱示意图如图2.4所示。(a)采样前(b)采样后图2.4带通信号采样前后的频谱Fig.2.4Spectrumofbandpasssignalbeforeandaftersampling上述带通采样定理适用的先决条件是：只允许在其一个频带上存在信号，但是不允许在许多不同的频带上同时存在信号，否则就将会引起混叠。但实际的情况是在多个频带上都有信号，为解决这一问题，一般要在采样之前先将信号通过一个带通滤波器，也称抗混叠滤波器[9]。以上的结论为我们对正弦信号的采样提供了一个总的准则：采样的频率应为信号频率的整数倍，采样的点数应包括整数倍的周期，由于本论文采样过后的信号进行FFT的处理，基2的FFT算法要求输入离散数据的点数是2的整数次幂，所以我们这里的采样频率应是正弦信号频率的倍（M在工程上一般取大于等于2的正整数）[9]。2.4.2快速傅里叶变换（FFT）离散傅里叶变换（DFT）离散傅里叶变换（DFT）的定义为：设x(n)为N点有限长序列，其DFT为k=0,1,…,N-1（2.18）其中：，称为蝶形因子。一般说来，x(n)和都是复数，也是复数，所以每计算一个值，需要N次复数乘法和N-1次复数加法。而一共有N个点（k从0取到N-1），所以完成整个DFT运算总共需要次复数乘法及次复数加法[10]。在这些运算中乘法运算要比加法运算复杂，需要的运算时间也多一些。因为复数运算实际上是由实数运算来完成的，这时DFT运算式可写成：（2.19）由此可见，一次复数乘法需用四次实数乘法和二次实数加法；一次复数加法需二次实数加法。因而每运算一个需4N次实数乘法和2N+2(N-1)=2(2N-1)次实数加法。所以，整个DFT运算总共需要次实数乘法和2N(2N-1)次实数加法。当然，上述统计与实际需要的运算次数稍有出入，因为某些可能是1或j，就不必相乘了，例如，，等就不需乘法。但是为了便于和其他运算方法作比较，一般都不考虑这些特殊情况，而是把都看成复数，当N很大时，这种特例的影响很小[10]。从上面的统计可以看到，直接计算DFT，乘法次数和加法次数都是和成正比的，当N很大时，运算量是非常大的。利用系数的以下固有特性，就可减少运算量：对称性：（2.20）周期性：（2.21）得：（2.22）利用以上特性，可以将有些项合并,并将DFT分解为短的序列，从而降低运算的次数，提高运算的速度。1965年，库利（Cooley）和图基（Tukey）先提出FFT算法。对于N点DFT，仅需次复数乘法运算。例如N=1024时，需要5120次。5120/1048576=4.88%,速度提高了20倍[10]。按时间抽选(DIT)的基-2FFT算法FFT的提出使N点DFT的乘法运算量由次降至次。FFT算法基本上可分为二大类：按时间抽取算法和按频率抽取算法[11]。本文介绍按时间抽取的基-2FFT算法。将按n的奇偶分为两组作DFT。设序列点数为，为整数,如果不满足这个条件，可以人为的加若干零值，这样有:（2.23）因此：（2.24）（2.25）由于：（2.26）所以，上式可表示为：（2.27）其中：（2.28）（2.29）和均为点的DFT，式（2.29）只能确定出X(k)的k=个，即前一半的结果。后一半的结果的确定如下：由于（周期性）所以:（2.30）同理：（2.31）这就是说,、的后一半，分别等于其前一半的值。又由于，所以：（2.32）可见，的后一半，也完全由，的前一半所确定。由此可见，分解一次就可以使计算量节省近一半。第m次分解的结果是由个点的DFT两两组成共个点DFT。由通过v次分解后，最后达到了N/2个两点的运算[11]。2.4.3基于FFT的相位检测方法设某正弦波，采样频率为，采样点数为，设，其中为正整数，为频率分辨率，即，对采样后的离散序列为：（2.33）的离散傅里叶变换（DFT）为：k=0,1,2…N-1（2.34）其中（2.35）所以：（2.36）当时，；时，。同理对相位为的正弦离散序列：（2.37）其DFT为（2.38）当时，；时（2.39）由式（2.39）可知只有在处的值不是零，因为是频率为的序列，由此根据在的值的实部Re和虚部Im按照公式（2.40）便可得到正弦序列的初始相位。（2.40）当对正弦信号进行采样时，只要满足采样定理，并且满足，其中时，我们可以通过离散傅里叶变换的方法得到正弦信号的初始相位。将上述的理论延伸，对两个正弦信号离散序列：（2.41）（2.42）首先对两信号序列分别作离散傅里叶变换，根据以上的理论，由式（2.40）可以分别求出，，进而得到相位差，可以看出DFT可以检测出相位信息，由于快速傅里叶变换是离散傅里叶变换的快速算法，所以也说用FFT检测相位差[12]。山东科技大学硕士学位论文系统硬件设计3系统硬件设计整个系统分为激光发射接收电路部分、标准信号产生、接收信号处理、显示部分和上位机通信模块[4]。本章对相位式激光测距系统的硬件构成进行了探讨，设计了系统的各个硬件模块。系统的构成如图3.1。图3.1相位法激光定位系统构成图Fig.3.1Functionalblockdiagramoflaserrangingfinder系统工作过程如下：MSP430单片机分别控制两个DDS信号源根据粗尺或者精尺频率发出精密高频稳的调制信号和本振信号，两个信号频率相差。调制信号对特定波长的连续红外激光进行幅度调制，经过调制的激光通过球面平凸透镜将点光源变成平行光，发射到安装在提升机顶部的反射物而被发射回来，利用双凸透镜把反射光汇聚到雪崩二极管（APD）上进行接收和放大。APD输出的信号是调幅信号，该信号经过峰值取样和自动增益控制环节进行解调，得到包含距离信息的调制信号。调制信号和本振信号混频放大后产生标准的的差频信号，回波中的信号和本振信号也经过混频放大，二者送到多通道A/D转换器中进行采样，采样数据传送给MSP430进行快速傅里叶变换（FFT），得出两组信号中包含的相位信息进而求出相位差。计算得到具体的距离值通过液晶显示模块显示并通过RS-232或者RS-485总线送上位机。3.1主处理器MSP430及其外围电路设计MSP430是整个相位式测距系统的核心。主要负责控制整个测距流程，使各模块协调工作，本系统中MSP430单片机的主要作用是：（1）产生频率相位控制字控制DDS发出所需频率和相位的正弦波；（2）接收串行A/D转换器采样后的数据，并对数据进行分析处理，保留有效数据；（3）进行快速傅里叶变换（FFT），计算距离值；（4）控制12864液晶显示距离值；（5）通过RS-232或RS-485将距离值送至上位机；（6）接收上位机指令，实时远程操作。根据系统要求，本论文采用TI公司的MSP430F449单片机。MSP430F449的结构框图如图3.2所示。图3.2MSP430F449的结构框图Fig.3.2MSP430F449functionalblockdiagram其主要特点如下[13~15]：（1）工作电压低：1.8~3.6V；（2）超低功耗：活动模式280@1，2.2V；待机模式1.1；掉电模式（RAM数据保持）0.1；（3）5种节电的模式；（4）从待机到被唤醒不到6；（5）12位ADC带有内部参考源、采样保持，有自动扫描特性；（6）16位精简指令结构（RISC），150指令周期；（7）带有3个捕获/比较器的16位定时器：定期器A和定时器B；（8）两个串行通信模块USART0/1，可软件选择UAST/SPI模式；（9）片内比较器和配合其他器件构成单斜边ADC；（10）可编程的电压监测器；（11）可在线串行编程，无需外部编程电压；（12）驱动液晶能力为160段；（13）可编程的保险熔丝可保护编程者的代码；（14）FLASH存储器多大160KB，RAM多大2KB。3.1.1电源及复位电路电源方案本系统需要电源部分提供两种电压，5V用于液晶显示器的供电，3.3V用于MSP430及其外围模块的供电。同时，所选用的DDS模块也需要3.3V电源供电。根据本系统所需要的电压值、功率以及精度的要求，电源方案是采用AMS1117系列稳压器。该系列稳压器有可调版与多种固定电压版，设计用于提供1A输出电流且工作压差可低至1V。在最大输出电流时，AMS1117器件的压差保证最大不超过1.3V，并随负载电流的减小而逐渐降低。5V电源采用开关电源直接供给，选用AMS1117-3.3可将5V转换为3.3V供芯片使用。实现了5V和3.3V在电路板上的共存。系统电源电路如图3.3所示。值得注意的是：由于电源的供电都是分散的，长距离的走线会导致电源的噪声的增加，所以，在元件的每个电压脚加上一个的滤波电容，如果距离较远的时还要加上一个的电解电容，能起到稳压滤波的作用。图3.3系统电源电路Fig.3.3Circuitdiagramofpowersupply复位电路系统复位电路的基本功能是：系统上电时提供复位信号，直至系统电源稳定后，撤销复位信号。本系统复位电路增加了二极管，一定宽度的电源毛刺也可令系统可靠复位。复位电路如图3.4。图3.4系统复位电路Fig.3.4ResetcircuitdiagramMSP430F449有两个复位信号，一个是上电复位信号POR（PowerOnReset）和上电清除信号PUC（PowerUpClear）。POR信号是器件的复位信号，此复位电路可以在两种情况下产生POR信号：（1）器件上电时，图3.4中电阻给电容充电，电容的电压缓慢上升直到3.3V，当电压很小时芯片复位脚近似低电平，于是芯片复位，接近3.3V时芯片复位脚接近高电平，于是芯片完成复位；（2）当图3.4中电路的按键被按下时，电容缓慢放电，当电压下降到很小电压值时，RST/NMI引脚（引脚配置为复位模式）产生低电平。当POR信号产生时，一定会产生PUC信号；而PUC信号的产生时不会产生POR信号。PUC信号在以下情况下才可以产生：（1）POR信号发生时；（2）启动看门狗时，看门狗定时器计满时；（3）向看门狗写入错误的安全参数值时；（4）向片内FLASH写入错误的安全参数值时。当POR信号或PUC信号发生时引起器件复位后，器件的初始化状态为：RST/NMI引脚配置为复位模式。I/O引脚为输入模式。状态寄存器复位。程序计数器（PC）装入复位向量地址0xFFFE，CPU从此地址开发始执行[14]。3.1.2JTAG电路JTAG[16~17]的主要功能有两个，一个用于测试芯片的电气特性，检测芯片是否有问题；另一个用于调试。一个含有JTAG调试的微控制器，只要时钟正常，就可以通过JTAG界面访问微控制器的内部寄存器，以及外设寄存器。简单的说，JTAG的工作原理可以归结为：在器件内部定义一个TAP（TestAccessPort，测试访问口），通过专用的JTAG测试工作对内部节点进行测试和调试。测距系统采用14针JTAG接口连接仿真器，仿真器通过并口连接PC机，PC端采用EDA软件IAREMBEDDEDWORKBENCH进行在线调试，软件通过C语言编程进行调试，C语言代码不得超过2K大小。MSP430的JTAG调试不需要外部电源，芯片在编程时只需要3-5电流，可以使用并行口供电。对于调试阶段经常出现的无法连接仿真器现象将在下一章分析。14针的JTAG引脚图如图3.5所示。图3.514针JTAG引脚图Fig.3.5Descriptionof14-pinJTAG3.1.3键盘电路在的单片机系统中最常使用的是矩阵式按键和独立式按键，本系统采用独立按键，设计了“开机”、“复位”、“测距”等功能的按键，每个按键和IO口单独相连。利用了MSP430的P1口的中断功能。按键电路的工作原理：配置P1口为输入模式，当按键没有被按下的时候，加在P1端口的电压是高电平，当某一个键被按下的时候，相应的端口被直接接地，变为低电平，从而使端口中断，进入相应的中断子程序。软件实现按键去抖动功能。键盘电路如图3.6所示。图3.6键盘电路Fig.3.6Circuitdiagramofkeys3.1.4液晶显示电路测距系统中，定位装置测出的距离值可以通过液晶显示，现场作业人员可以直观的观察到提升容器的实际位置。液晶显示模块是一种将液晶显示器件、连接件、集成电路、PCB线路板、背光源、结构件装配在一起的组件。因为低电压、微功耗、能用CMOS电路直接驱动等优良特性，液晶显示方式在各个领域得到了广泛应用。液晶显示器件在显示像素上可分为点矩阵型和段型两大类。点矩阵型的液晶显示屏一般能显示较为复杂的图形或字符。本系统使用的液晶显示模块以ST7920控制器为核心，采用128×64点阵系列，其特点如下：（1）提供8位，4位并行接口及串行接口可选；（2）并行接口适配M6800时序；（3）自动电源启动复位功能；（4）内部自建振荡源；（5）64×16位字符RAM（DDRAM最多16字符×4行，LCD显示范围16×2行）；（6）2M位中文字型ROM（CGROM），总共提供8192个中文字型（16×16点阵）；（7）16K位半宽字型ROM(HCGROM)，总共提供126个西文字型（16×8点阵）；（8）64×16位字符产生RAM（CGRAM）；为了节省处理器的IO接口资源，系统中MSP430与液晶显示模块连接采用串行方式，只需要使用MSP430的3个GPIO引脚即可实现对液晶模块的驱动。编程时应按照串口驱动时序图配置GPIO。系统硬件电路原理图如图3.7所示。图3.7串行液晶硬件电路图Fig.3.7CircuitdiagramofserialLCDST7920内带倍压电路，生成2倍于VCC的电压。倍压通过Vout脚引出，通过电位器调节后，从V0引回模块用来驱动LCD。直接驱动LCD的是V0，V0电压越高，对比度越深。通过调节电位器来调节V0值以改变对比度。PSB接高时选择并口，接低时选择串口。3.1.5上位机通信电路在煤矿生产中，生产现场的各种情况都会以数据形式实时的发送到调度室，调度室有专门人员对收到的情况进行观察记录，而且对于提升机的运行状况，也有提升机司机在实时的观察。所以对于激光定位装置测得的位置信息，需要实时的发送到控制人员的PC机（上位机），根据煤矿生产的这种特殊情况，系统设计了RS232和RS485串行通信模块，RS232用于通信距离较短的情况下，RS485适用于通信距离较长的情况下。RS-232串行通信MSP430F449单片机内部含有两个串行通信模块：USART0和USART1，模块在发送和接收每一个字节数据时都可触发中断，从而使CPU退出低功耗模式，发送和接收中断由两个独立的中断控制位控制，可通过波特率寄存器UBR0和UBR1粗略调整波特率，然后通过波特率调整寄存器UMCTL0进一步细调波特率。通过串口控制寄存器UCTL0设置串行通信模式，通过串口发送控制寄存器UTCTL0设置产生波特率所需的时钟。本系统采用异步通信模式，使用MSP430内部的USART1实现RS-232通信，使用串口发送管脚0（UTXD0）和串口按收管脚0（URXD0）为发送和接收管脚。RS-232通信硬件电路图如图3.8所示。图3.8RS-232串行通信硬件电路图Fig.3.8CircuitdiagramofRS-232commucationRS-232的原理：发送方和接收方之间数据的传输是使用一根数据信号线的，数据在一根数据信号线上一位一位地进行传输，串行异步通信中，数据是一帧一帧传送的，每一串行帧的数据格式由一位起始位，5-8位的数据位，一位奇偶校验位（可省略）和一位停止位四部分组成。RS-232-C标准的电平采用负逻辑，规定+3V~+l5V之间的任意电平为逻辑“0“电平，-3V~-15V之间的任意电平为逻辑“1”电平，与一般的集成电路TTL或CMOS电平不同，所以电路中MAX3232的作用是：在通信时进行电平转换，以便MSP430的TTL电平与RS-232-C标准的电平匹配[18]。在串行通讯时，要求通讯双方都采用一个标准接口，本系统采用DB9插座，对连接器的每个引脚的信号内容加以规定，还对各种信号的电平加以规定。RS-232标准最高数据传送速率可达19.2kbps，最长传送电缆可达15米。RS-232-C标准定义了25根引线，本系统的RS-232是双向通信，所以只需使用串行输入RIN，串行输出TOUT和地线GND。RS-485串行通信本系统采用MSP430内部的USART0串行通信模块实现RS-485通信，使得系统实现在较远距离通信。RS-485硬件电路原理图如图3.9所示。图3.9RS-485串行通信硬件电路图Fig.3.9CircuitdiagramofRS-485commucationRS-485的原理：采用差分信号负逻辑，+2V～+6V表示“0”，-6V～-2V表示“1”。RS-485有两线制和四线制两种接线，本系统采用的是两线制接线方式，这种接线方式为总线式拓朴结构在同一总线上最多可以挂接32个结点。在RS485通信网络中一般采用的是主从通信方式，即一个主机带多个从机。RS-485通信的特点：（1）RS-485的电气特性：逻辑“1”以两线间的电压差为+2~+6V表示，逻辑“0”以两线间的电压差为-（2~6）V表示。接口信号电平比RS-232-C降低了，就不易损坏接口电路的芯片，且该电平与TTL电平兼容，可方便与TTL电路连接；（2）RS-485的数据最高传输速率为10Mbps；（3）RS-485接口是采用平衡驱动器和差分接收器的组合，抗共模干能力增强，即抗噪声干扰性好；（4）RS-485最大的通信距离约为1219米，最大传输速率为10Mb/S，传输速率与传输距离成反比，在100Kb/S的传输速率下，才可以达到最大的通信距离，如果需传输更长的距离，需要加485中继器。RS-485总线一般最大支持32个节点，如果使用特制的485芯片，可以达到128个或者256个节点，最大的可以支持到400个节点。由于PC机默认的只带有RS232接口，有两种方法可以得到PC上位机的RS485电路：（1）通过RS232/RS485转换电路将PC机串口RS232信号转换成RS485信号，对于情况比较复杂的工业环境最好是选用防浪涌带隔离栅的产品。（2）通过PCI多串口卡，可以直接选用输出信号为RS485类型的扩展卡[19]。3.1.6外部模数转换器（ADC）对于经过反射物返回的激光信号，是连续的包含频率和相位信息的正弦信号，需要将其转换为数字信号，送入处理器进行FFT，从而得到所需的相位信息，所以系统设计了模数转换器实现此功能。模数转换器的基本理论模数转换器即A/D转换器，简称ADC，通常是指一个将模拟信号转变为数字信号的电子元件。通常的模数转换器是将一个输入电压信号转换为一个输出的数字信号。由于数字信号本身不具有实际意义，仅仅表示一个相对大小。故任何一个模数转换器都需要一个参考模拟量作为转换的标准，比较常见的参考标准为最大的可转换信号大小。而输出的数字量则表示输入信号相对于参考信号的大小。模数转换器最重要的参数是转换精度，输出的数字信号的位数表示精度。转换器能够准确输出的数字信号的位数越多，代表转换器能够分辨输入信号的能力越强，转换器的性能也就越好。AD转换一般要经过采样、保持、量化及编码4个过程。在实际电路中，有些过程是同时进行的，如采样和保持，量化和编码在转换过程中是合并实现的。使用AD转换芯片，在选型时关注的性能主要包括速度、精度、接口类型、是否自带采保持、单双电源等。AD芯片的速度与要处理信号的最高频率相匹配。AD芯片的精度与要处理信息的最小误差及其系统要求的最高分辨率匹配。AD芯片是采用并行接口或串行接口主要取决于处理器的接口类型和要求的接口速度。本系统所选用的ADC本系统需要采样的信号频率为，这就要求采样率以上的ADC。为了节省处理器系统的IO接口资源，采用串行AD转换器。系统需要对两路信号采样，关键的一点是：两路ADC必须同时启动转换从而避免相位差而引起系统误差，转换后的数据需要一个一个的的读取，所以需要ADC自带采样保持器。综合上述要求，美国AD公司的AD7922模数转换器很好的满足了要求。AD7922是12位高速、低功耗、双通道、逐次逼近型ADC，采用2.35V至5.25V单电源供电，最高吞吐量达1MSPS。器件内置一个低噪声、宽带宽采样/保持放大器，可处理6MHz以上的输入频率[20]。MSOP封装的AD7922引脚如表3.1所示。表3.1AD7922引脚Table3.1PindescriptionofAD7922编号名称编号名称1DOUT5Vin12CS6Vin03SCLK7GND4DIN8Vdd本系统电路中AD7922采用串行方式连接到处理器，通过SPI模式与处理器通信，处理器为主机，AD7922为从机。DIN的字格式如图3.10所示。图3.10DIN的字格式Fig.3.10AD7922DINWordDIN引脚接收来自主机的数据，在SCLK的下降沿装入数据，CHN为通道选择位，代表下一次要转换的通道，CHN和STY共同决定ADC的工作模式，CHN和STY可以根据需要按照表3.2原则写入：表3.2配置DIN字Table3.2ConfigurationofDINwordCHN=0下次转换通道0的信号CHN=1下次转换通道1的信号CHN=STY下次转换采用正常模式CHN≠STY配置AD7922为链式模式AD7922的输出字格式如图3.11。图3.11DOUT字格式Fig.3.11AD7922DOUTWord其中CHN和MOD位表示用户当前选择的操作模式，前12位为转换结果，在FFT程序中，只保留前12位数据位。本系统采用正常操作模式，即CHN=STY。图3.12为AD7922串行接口时序图。图3.12AD7922串行接口时序图Fig.3.12AD7922SerialInterfaceTimingDiagram标准信号发生电路设计本系统的相位式激光定位装置采用多尺测量方法，需要多个频率的正弦信号来调制激光，并且各个频率之间转换快，而且由于测相精度直接关系到系统误差的大小，这就要求信号发生器发出信号的相位精度要高。直接数字频率合成（DDS）技术很好的满足了上述要求。3.2.1直接数字频率合成的基本原理直接数字频率合成[21~22]是使用数字化技术，通过控制相位的变化速度，直接产生各种不同频率信号的一种频率合成方法。DDS是利用数字技术重复扫描存储器来获取数据，实时构建出所期望的波形的。其基本原理框图如图3.13所示，它由相位累加器、正弦ROM表、数模转换器（DAC）等部分组成。图3.13DDS基本结构图Fig.3.13BasicDDSBlockDiagramandSignalFlow参考时钟源由一个稳定的晶体振荡器产生，它的作用是同步整个电路的各个组成部分。相位累加器由N位加法器与N位相位寄存器串联组成，类似于一个简单的加法器。只要一个时钟脉冲到来，加法器就将频率控制字K与相位寄存器输出的累加相位数据相加，然后把相加后的结果送至相位累加器的数据输入端。相位寄存器就将加法器在上一时钟作用后产生的新位数据反馈到加法器的输入端，以使加法器在下一个时钟的作用下继续将相位数据与频率控制字相加。用这样的方式，相位累加器在参考时钟的作用下进行线性相位累加。当相位累加器超过量程时，就会产生一次溢出，完成一个周期性的动作，这个周期就合成信号的一个周期，累加器的溢出频率也就是DDS的合成信号频率。设参考时钟频率为，相位累加器的字长为N，则DDS输出频率的大小为：（3.1）式（3.1）中K的大小是由外部控制电路来预置的，当时钟频率与相位累加器位数N一定时，输出频率的大小仅仅取决于K，称K为频率控制字。（3.2）当时，DDS所能产生的正弦信号的最低频率即频率分辨率为：（3.3）DDS的最大输出频率由Nyquist采样定理决定，即为。3.2.2标准信号发生器的硬件设计本系统需要产生、和、的两组标准正弦信号，前一组用于激光调制，后一组用于混频。根据上述系统参数，美国AD公司推出的高集成度频率合成器AD9850可以很好的满足要求。AD9850采用+3.3V或者+5V供电，可输入的时钟频率（）最高达到125，最高输出频率为，频率分辨率达到，相位允许按增量180°、90°、45°、22.5°、11.25°或这些值的组合进行调整。AD9850的组成结构图如图3.14所示。AD9850采用32位的相位累加器将信号截断成14位输入到正弦ROM表，正弦ROM表的输出再被截断成10位后输入到DAC，DAC再输出两个互补的电流。DAC满量程输出电流通过一个外接电阻改变，调节关系为，本系统的值使用典型值。其系统功能如图3.15所示。图3.14AD9850的组成结构图Fig.3.14BasicDDSBlockDiagramandSignalFlowofAD9850图3.15AD9850系统功能框图Fig.3.15FunctionalBlockDiagramAD9850有40位控制字，32位存放频率控制字，5位存放相位控制字，1位用于电源休眠（Powerdown）控制，2位工作模式选择位。这40位控制字可通过并行方式或串行方式输入到AD9850。本系统MSP430通过串行方式发送40位控制字，硬件设计时需将3、4脚拉高，2脚拉低配置为串行模式。在串行输入方式下，W_CLK上升沿把25引脚的一位数据串行移入，当移动40位后，用一个FQ_UD脉冲即可更新输出频率和相位。图3.16是相应的控制字串行输入的控制时序图。用于选择工作方式的两个控制位，无论并行还是串行都应写成00，并行时的10、01和串行时的10、01、11都是工厂测试用的保留控制字，不慎使用可能导致严重后果。图3.16控制字串行输入时序图Fig.3.16Serial-LoadFrequency/PhaseUpdateSequence3.2.3滤波器的设计采用DDS技术的信号发生器具有良好的频率分辨率和快速、连续的频率变换的特点，而且带宽很大。但是，DDS的一个缺点是输出频率越接近Nyquist带宽的顶部，采样点数就越少，其输出的杂散干扰就越大。本系统DDS的参考频率60MHz，需输出信号频率为150和15，利用ADI公司提供的仿真软件ADIsimDDS，可以对输出信号进行仿真，对于150的输出波形仿真图如图3.17所示，对于15的输出波形仿真图如图3.18所示。（a）频域图（b）时域图图3.17150信号的仿真结果Fig.3.17Simulationresultof150signal（a）频域图（b）时域图图3.1815信号的仿真结果Fig.3.18Simulationresultof15signal从仿真结果的时域图中可以看出，输出的信号严重失真。从频域图中得出输出的信号中带有许多高于有效信号频率的高频杂波是导致信号失真的主要原因。因此，DDS构成的信号发生器中低通滤波器[23~24]的设计尤其重要，滤波性能的好坏对输出信号的质量起着重要的影响[25]。滤波器的种类可分为两大类：模拟滤波器和数字滤波器。模拟滤波器又有无源滤波器和有源滤波器之分。一个滤波器是用一组输入~输出对或者激励~响应对表征的系统。滤波器的性能用某些参数来表示，最常用的参数是频率响应，可以用两个的多项式之比表示，称之为传递函数。根据传递函数的形式，比较普遍的滤波器有巴特沃思、切比雪夫滤波器和椭圆滤波器，某些集成电路公司还推出了集成模拟低通滤波器。为了系统稳定性和电路的简洁，本系统采用集成模拟低通滤波器。LT6600-15是凌力尔特公司推出的非常低噪声、差分放大器和截止频率低通滤波器，它组合了一个全差分放大器和一个近似切比雪夫（Chebyshev）频率响应的4阶低通滤波器。大多数差分放大器都需要使用很多精准的外部元件，以修整增益和带宽。与此大不相同的是，当采用LT6600-15时，可由两个外部电阻器来设置差分增益，而且滤波器的截止频率和通带纹波是在内部设定的。LT6600-15还提供了用于设定其输出共模电压所必需的电平移动，以适应AD转换器的基准电压要求。LT6600-15还拥有在低电压条件下运作的能力。差分设计提供了针对一个信号电平的超群性能，而该器件可采用单+3V工作电源。DDS系统硬件电路图如图3.19所示。图3.19AD9850的硬件原理图Fig.3.19CircuitdiagramofAD98503.3激光发射电路设计激光器是相位式激光定位系统的重要组成部分，其主要工作就是产生激光，但是要使激光器发出我们需要的频率和相位的激光波，需要对其进行调制和驱动。3.3.1激光二极管结构和特点激光二极管原理和结构激光二极管的物理结构是在发光二极管的结间安置一层具有光活性的半导体，其端面经过抛光后具有部分反射功能，因而形成一光谐振腔。在正向偏置的情况下，LED结发射出光来并与光谐振腔相互作用，从而进一步激励从结上发射出单波长的光，这种光的物理性质与材料有关。半导体激光二极管的工作原理，理论上与气体激光器相同。激光二极管在计算机上的光盘驱动器，激光打印机中的打印头等小功率光电设备中得到了广泛的应用。半导体中的光发射通常源于载流子的复合运动。当半导体的PN结附加有正向电压时，会削弱PN结势垒，使得电子从N区经PN结注入P区，空穴从P区经过PN结注入N区，这些注入PN结附近的非平衡电子和空穴发生复合，从而发射出波长为的光子，其公式如下：（3.4）式中：h—普朗克常数；c—光速；Eg—半导体的禁带宽度。上述由于电子与空穴的自发的复合而产生光的现象称为自发辐射。当自发辐射所产生的光子通过半导体时，一旦经过已发射的电子空穴对附近，就能激励两者复合，产生新的光子，这种光子致使已激发的载流子复合而发出新光子现象称为受激辐射。如果注入电流足够大，则会形成和热平衡状态反相的载流子分布，即粒子数反转。在有源层内的载流子大量反转情况下，少量自发辐射产生的光子由于谐振腔两端面往复反射而产生感应辐射，造成选频谐振正反馈，或者说对某一频率具有增益。当增益大于吸收损耗时，就可从PN结发出具有良好谱线的相干光：激光，这就是激光二极管的简单原理。激光器实物图如3.20所示。图3.20激光二极管实物图Fig.3.20Materialobjectoflaserdiode激光二极管的特点激光二极管具有：体积小、重量轻、低耗电、驱动电路简单、耐机械冲击以及抗震动、调制方便等优点，但它对过电流、过电压以及静电干扰极为敏感，因此，在使用时，要特别注意不要使其工作参数超过最大允许值。3.3.2激光二极管的延时软启动电路激光二极管往往在上电或者断电的瞬间而损坏，这是因为在开关闭合和开启的瞬间会产生很大的浪涌电流，半导体激光器可能被该电流击穿而损坏。因此系统中设计了软启动电路，如图3.21所示。图3.21激光二极管的软启动电路Fig.3.21Circuitdiagramofsoft-startingcirciut该电路的工作原理是：图中输入端接上经过稳压后的直流电压，右边是输入级的输出端，为半导体激光器的功率稳定输出提供工作电压，Q4、Q5、R40、C35和C36做作用是使电压缓慢上升，系统上电后，向C35和C36充电，直到电容两端电压达到一定值才使Q4和Q5导通。整个电路的结构可以看作是在发射级输出上添加了两个型滤波网络，分别由L4、C32、C33和L5、C29、C30组成，目的是为了防止电流的突然变化。软启动输入电压+5V在上电的瞬间产生了大量的高频成分，经过两个型滤波网络滤除了较多高频分量，直流及低频分量则可顺利地通过，起到了稳定电流的作用。到达由电阻R和C组成的时间延迟网络，电容C36与电解电容C35并联是为了减少电解电容对高频分量的电感效应[26]。3.3.3激光器调制驱动电路红色激光的波长约为0.63um~0.65um，光的传播速度为，相应激光的频率约为~，想要精确测定这样高频率信号的相位，目前技术是无法实现的。因此，在相位法测距系统中，通常对光波加一调制信号，使光波的强度随所加的调制信号变化。这样光强随所加调制信号变化的光称为调制光，如图3.22所示。图3.22激光光强调制示意图Fig.3.22Laserintensitymodulation对于半导体激光器，当注入的正向电流达到某一值时，其输出功率将急剧增加，激