毕业设计（论文）-基于DSP的变频电源的设计

PAGEPAGE1目录:TOC\o"1-3"摘要 IAbstract II1绪论 11.1本文主要内容 11.2控制芯片概述 11.2.1DSP芯片 11.2.2电源设计 41.3数字变频电源的分类及优点 62单相SPWM变频电源工作原理 72.1整流技术 72.1.1变频电源的工作原理 72.2.2滤波器 102.3SPWM基本原理 132.4数字控制系统设计 162.4.1PI调节器 162.4.2PID调节器 172.4.3控制方案 183单相SPWM方式变频电源系统组成 223.1主电路 223.2驱动电路 223.3检测电路 233.3.1电压检测 233.3.2电流检测 244数字控制的实现方法 254.1主电路流程图 254.2中断程序流程图 264.3PI调节流程图 274.4本章小结 285系统参数设计 295.1参数设计 295.1.1中频变压器TR 295.1.2串联谐振电容 316总结 32参考文献 33附图：系统总电路图 34附录：系统源程序 36致谢 52基于DSP的变频电源的设计摘要随着新型电力电子器件和数字信号处理器的飞速发展，数字控制的逆变电源应用日益广泛。因为数字控制相对于模拟控制有着显著的优点:简化了硬件电路设计，克服了模拟电路中参数温度漂移的问题，控制灵活且易实现先进控制等，使得所设计的电源产品不仅性能可靠，且易于大批量生产，从而降低了开发周期。因此，数字化控制电源已成为当今开关电源产品设计的潮流。本文采用Ti公司的TMS320LF2407A的控制芯片和IGBT为核心来设计数字式逆变电源调节器，以取代现有的以晶闸管为功率元件的模拟控制的逆变电源调节器。本设计论文介绍了一种基于DSP芯片的全数字控制单相变频电源的设计，随着变频调速技术的不断发展，变频器的应用越来越广泛，变频器除了具有卓越的调速性能之外，还有显著的节能作用，是企业技术改造和产品更新换代的理想调速装置。本论文提出了一种数字控制的单相逆变器结构，详细论述了系统的参数设计，整流工作的基本工作原理，逆变的基本原理及SPWM正弦脉冲宽度调制。基于DSP的数字控制技术能大大改善产品的一致性，同时增加了控制的柔性，提高了整个系统的稳定性和可靠性。关键词：数字控制,DSP,SPWM调制AbstractWiththerapiddevelopmentofthenewpowerelectronicdevicesandthedigitalsignalprocessors,digitalcontrolinvertersarewidelyused.Becauseithassignificantadvantagescomparedwiththeanalogcontrol.Simplifyhardwarecircuitsdesign,overcometheparametersoftemperaturedriftintheanalogcircuits,flexiblycontrolandeasilyrealizetheadvancedcontrolandsoon.Itmakespowerproductsdesignednotonlyreliablebutalsoeasytomakethemassproduction,andreducesthedevelopmentcycle.Therefore,digitalcontrolpowerhasbecomethetrendofswitchingpowerproductdesignfromnowon.Thepaperdesignsadigitalcontrolsystemofthesingle-phaseinverterbasedonsinewidthmodulatewithTicompanyTMS320LF2407controlchipsandtheIGBTswitches.ThisdesignpaperintroducedonekindbasedontheDSPchipentirenumericalcontrolsingle-phasefrequencychangerdesign,alongwiththefrequencyconversionvelocitymodulationtechnologyunceasingdevelopment,thefrequencychangerapplicationismoreandmorewidespread,thefrequencychangerbesideshastheremarkablevelocitymodulationperformance,butalsohastheremarkableenergyconservationfunction,istheenterprisetechnologicaltransformationsandtheproductrenewalidealspeeder.Thepresentpaperproposedonekindofnumericalcontrolsingle-phaseinversionstructure,indetailelaboratedthesystemparameterdesign,therectificationworkbasicprincipleofwork,thecontravariantbasicprincipleandtheSPWMsinepulsewidthmodulation.CangreatlyimprovetheproductbasedontheDSPnumericalcontroltechnologytheuniformity,simultaneouslyincreasedthecontrolflexibility,enhancedtheoverallsystemstabilityandthereliability.KEYWARDS:Entirnumericalcontrol,DSP,PWMsinepulsewidthmodulation1绪论变频器是运动控制系统中的功率变换器。当今的运动控制系统包含多种学科的技术领域，总的发展趋势是：驱动的交流化，功率变换器的高频化，控制的数字化、智能化和网络化。因此，变频器作为系统的重要功率变换部件，提供可控的高性能变压变频的交流电源而得到迅猛发展。变频节电器是近几年发展起来的一种新型节能产品，对于各种交流电机设备，配备专用的变频器后，可以使原电机的能源利用率大大提高，从而达到节电之目的。在能源日益紧张的今天，变频器作为交流调速的一种主要手段，以其极强的可靠性和抗干扰能力，在工业生产中得到了越来越广泛的应用，具有广阔的市场潜力。因此，研究本课题具有很强的现实可行性。本文就变频器的原理作了简单的介绍。1.1本文主要内容近年来，通信网络、计算机、过程控制系统和自动化生产线得到了广泛地使用，这就大大地增加了人们对全数字变频电源的需求。故选取全数字变频电源作为毕业设计有一定的实用意义。本文所研究的是全数字单相变频电源要求将三相380V，频率为50Hz的交流电变为输出为电压频率可变的交流电源。正常工作时，若负载发生变化，该变频电源具有自动调节输出电压和频率使其维持不变的功能。本次毕业设计输入端接入三相380V频率为50Hz的交流电，通过整流，逆变，变频，变压器的降压变为30~250V频率范围为40Hz~1000Hz交流电，并采用了闭环调节技术，可以对电压和频率进行调节。本系统除了主电路外，还采用了许多附属电路，本文着重分析了驱动和检测电路的工作原理。1.2控制芯片概述1.2.1DSP芯片采用高性能静态氧化物半导体技术，使得供电电压降为3.3V，减少了功耗；基于TMS320C2xxDSP的CPU核，保证与TMS320系列DSP代码兼容。1.DSP内核CPU中具有32位CALU、32位ACC、16*16位并行乘法器可产生32位乘积、8个辅助寄存器ARX，CPU时钟高达20MHZ，指令周期为20MIPS。2.内部存储器为544*16位片内RAM、16K*16位片内FlashMemory、224K*16位最大寻址范围；程序控制为四级流水线操作、八级硬件堆栈和3个XINT、PDPINT、RESET、NMI等六个外部中断。3.事件管理器的能力为：3个通用16位硬件定时器，具有六种工作模式；12路比较/PWM通道，包括三相六路SPWM口，可实现空间矢量控制；3个带死区功能的全比较单元，死区时间可编程；3个单比较单元；4个捕捉单元/正交解码脉冲单元（CAP/QEP单元）。4.外围功能模块为：两路8通道A/D转换器、基于PLL的时钟单元、Watchdog单元、SCI和SPI通讯接口、28个可编程多路复用I/O口；可扩展的外部存储器总共192K字空间；64K字程序存储器空间；64K字数据存储器空间；64K字I/O寻址空间。需要说明的是TMS320LF240xDSP是定点l6位芯片，存储数据的最小单位是16位的字，每个地址(包括程序地址、数据地址及I／O地址)所存的数据都是16位。DSP采用程序空间和数据空间完全分开的哈佛(Havard)结构，允许同时取指令和操作数，而且允许在程序空间和数据空间之间相互传递数据，即改进的哈佛结构。TMS320LF240xDSP的CPU核心具有独立的内部数据和程序总线结构。数据和程序总线分为6条l6位的总线，分别为：PAB，程序地址总线，为读写程序空间提供地址；DRAB，数据读地址总线，为读数据空间提地址；DWAB，数据写地址总线，为写数据空间提供地址；PRDB，从程序空间向CPU传送代码、立即操作数和表信息的程序读总线；DRDB，从数据空间向中央算术逻辑单元(CALU)和辅助寄存器算术单元(ARAU)传送数据的数据读总线；DWEB，可以传送数据到程序空间和数据空间的数据写总线。数据读地址总线(DRAB)和数据写地址总线(DWAB)是相互独立的地址总线，CPU在相同的机器周期内可以同时进行数据读写操作。TMS320LF240xDSP流水线具有四个独立的阶段：取指令、指令译码、取操作数以及指令执行。一般情况下，取指令占用PAB和PRDB；指令译码不占用任何程序和数据总线；取操作数占用DRAB和DRDB；指令执行包括将执行结果写回数据存储器，将占用DWAB和DWEB。可见，TMS320LF240xDSP独特的总线结构大大减少了流水线冲突，极大提高了指令的运行速度。图1-1芯片总体结构图图1-1是芯片总体结构图。DSP总体结构有许多独特的地方：一是采用多组总线结构实现并行处理机制，允许CPU同时进行程序指令和存储数据的访问；二是采用独立的累加器和硬件乘法器，使得复杂的乘法运算能快速进行；三是累加器和乘法器分别连接了比例移位器，使得许多复杂运算或者运算后的定标能在一条指令中完成；四是有丰富的寻址方式，可方便灵活地编程：五是有完善的片内外设，可以构成完整的单片系统。其总体结构包括总线结构、中央处理单元、存储器与I/O空间以及片内外设。由于拥有上述优越的特点，使DSP芯片具有快速的计算速度和完善的控制能力，能够实现各种不同类型的复杂控制算法，从而达到很好的性能要求。本设计采用的控制器为TI公司的DSP芯片TMS320LF2407，其产生PWM信号的原理为：由单独的定时器产生载波周期，当前需调制的数值与最大的调制数值相减，其差作为比较对象，不断地与定时器的计数器的值进行比较。当两个值匹配时，相关的输出就发生跳变（从低到高或从高到低）。这样就产生了输出脉冲，它的开启（或关闭）时间与被调制的数值成正比，改变调制数值，相关引脚上输出的脉冲信号的宽度也随之改变。1.2.2电源设计TMS320LF2407A工作电压是3.3V，而系统中许多常用外围器件主要工作电压通常是5V，因此以TMS320LF2407A为核心构成应用系统必然是一个混合电压系统。系统中不仅要求有3.3V电源，还要求有5V电源。设计目标就是减少所需电源数目，并减少产生这些电源电压所需器件数目。为了减少多电源所需额外器件数目，不少厂家提供了产生多种电压芯片。同时，随着技术不断进步，将会出现更多低电压器件，从而逐渐消除对多电源要求和产生这些电源花费和复杂性。对于TMS320LF2407A应用系统而言，首先要解决就是3.3V电源问题。解决3.3V电源通常有以下几种方案。1.电阻分压利用电阻分压方法，其原理如图1-2所示。其成本比较低并且结构简单，可以作为一种应急方案。但是，该电路实际输出电压显然要小于3.3V，并且随着负载变化，输出电压也会产生波动。此外，这种电路无功功耗也比较大。图1-2电阻分压2.直接采用电源模块考虑到开关电源设计复杂性，一些公司推出了基于开关电源技术低电压输出电源模块。这些模块可靠性和效率都很高，电磁辐射小，而且许多模块还可以实现电源隔离。这些电源模块使用方便，只需增加很少外围元件，但是价格比较昂贵。3.利用线性稳压电源转换芯片线性稳压芯片是一种最简单电源转换芯片，基本上不需要外围元件。但是传统线性稳压器，如LM317，要求输入电压比输出电压高2V或者更大，否则就不能够正常工作。因此对于5V输入，输出并不能够达到3.3V。面对低压电源需求，许多电源芯片公司推出了低压差线性稳压器(LDO)。这种电源芯片压差只有1.3V~0.2V，可以实现5V转3.3V要求。LDO所需外围器件数目少、使用方便、成本较低、纹波小、无电磁干扰。例如，TI公司TPS73xx系列就是TI公司为配合DSP而设计电源转换芯片，其输出电流可以达到500mA，且接口电路非常简单，只需接上必要外围电阻，就可以实现电源转换。该系列分为固定电压输出芯片和可调电压输出芯片，但这种芯片通常效率不是很高。综合几种电源优缺点，DSP系统采用LDO芯片TPS7333。此芯片是TI公司专门为3.3V低压系统设计，它是固定输出3.3V，且有上电产生DSP系统复位所需信号。此外它输出电流可达几百毫安，输出功率完全能够满足系统所需。具体电路如图1-3所示。图1-3产生3.3V电源电路其中+5V的电压是有H7805AE三端稳压IC产生，它的正向输出电压+5V，电压误差范围（“A”表示正负误差3%），即4.50~5.00~5.15V。电路图如1-4所示。图1-4H7805AE应用电路1.3数字变频电源的分类及优点根据有无直流环节而将高压变频器分为两大类：1.无直流环节的变频电源，即交—交变频电源；2.有直流环节的变频器称为交—直—交变频电源，其中直流环节采用大电感以抑制电流脉动的变频器称为电流源型变频器；直流环节采用大电容以抑制电压波动的变频器则称为电压源型变频器。电流源型变频器又可以分为：器（LCI）；——采用自关断器件（GTO或SGCT）的变频电源。电压源型变频器则可以分为：——功率器件串联二电平直接高压变频电源；——采用IGCT或HV－IGBT的三电平变频电源；——采用LV－IGBT的单元串联多电平变频电源。变频器是利用电力半导体器件的通断作用将工频电源变换为另一频率的电能控制装置。其优点如下：1)采用数字控制方案，使得许多高级，复杂的算法有可能通过数字控制器件来实现。相对于传统的应用广泛的PID控制器，在上个世纪，人们提出许多高级的，复杂的控制策略以满足用户对工业控制特性的越来越高的要求。其中应用比较成功的有模糊控制，神经网络控制，无差拍控制，自适应控制等。这些新型的控制策略，与传统的PID控制策略一起使用，可以取长补短，有效的提高系统的性能。2)采用数字控制方案，可以有效的提高电源的一致性，克服模拟控制带来的产品性能分散性。应用模拟控制，不可避免的要碰到原器件参数分散的问题，而这些问题都是设计者无法避免的。只有在设计时不断的调整系统参数来尽量减小参数分散性对系统性能的影响。使用数字控制，可以很容易的提高产品的一致性。3)数字控制器件失效率低，可靠性高。构成的系统可靠性较模拟系统要高。2单相SPWM变频电源工作原理本次设计单相SPWM变频器在其工作中，首先是将380V的三相交流进行整流，然后采用SPWM技术对整流后的直流电进行逆变，利用中频变压器降压后给负载供电。下文就运用到的原理做一些简单的叙述。2.1整流技术当整流负载容量较大，或要求直流电压脉动较小时，应采用三相整流电路，其交流侧由三相电源供电。三相可控整流电路中，最基本的是三相半波可控整流电路，应用最广泛的是三相桥式全控整流电路，本节就三相桥式全控整流电路进行分析。三相桥式原理图如图2-1所示，习惯将其中阴极连接在一起的3个晶闸管（VT1，VT3，VT5）称为共阴极组；阳极连接在一起的3个晶闸管（VT4，VT6，VT2）称为共阳极组。此外，习惯上希望晶闸管按从1到6的顺序导通，为此将晶闸管按图的顺序编号，以下首先分析其工作情况。2.1.1变频电源的工作原理图2-1三相桥式全控整流电路本次毕业设计整流部分采用的是晶闸管，所以我们着重分析其在自然换相点处换相，即在a=0时的工作情况。由图2-2知变压器二次绕组相电压与线电压波形的对应关系看出，各自然换相点既是相电压的交点，同时又是线电压的交点。从相电压的波形看，以变压器二次侧的中点n为参考点，共阴组晶闸管导通时，整流输出电压Ud1为相电压在正半周的包络线；共阳极导通时，整流输出电压Ud2为相电压在负半周的包络线，总的整流输出电压Ud=Ud1-Ud2是两条包络线间的差值。将其对应到线电压波形上，即为线电压在正半周的包络线。图2-2电压电路波形直接从线电压波形看，由于共阴极组中处于通态的晶闸管对应的是最大的相电压，而共阳极中处于通态的晶闸管对应的最小的相电压，输出整流电压Ud为线电压在正半周期包络线。为了说明各晶闸管的工作情况，将波形中的一个周期等分为6段，每段为60度,如图2-2，6个晶闸管的导通顺序为VT1—VT2—VT3—VT4—VT5—VT6。2.2逆变工作原理2.2.1逆变器方波输出工作原理图2-3电压型单相全桥逆变电路的等效电路图2-3是电压型单相全桥逆变电路的等效电路，其中全控型开关器件Q1、Q7同时通、断；Q3、Q5Q1（Q7）与Q3（Q5）图2-3电压型单相全桥逆变电路的等效电路如果在期间，Q1、Q7有门极驱动信号，Q3、Q5截止，=+E。在期间，Q3、Q5有门极驱动信号，Q1、Q7截止，=-E。因此输出电压是180°宽的方波电压，幅值为E。图2-4(a)所示180°方波输出电压瞬时值、有效值分别为：（2-1）（2-2）其基波分量有效值可表示为：（2-3）纯电阻负载时电流是与电压同相的方波，如图2-4(b)所示。纯电感负载时电流是三角波：在期间，，线性上升；在期间,，线性下降；在期间，虽然Q1、Q7有驱动信号，Q3、Q5阻断，但为负值，负值只能经D1、D7流回电源。故只在t≥T0/4，以后由于Q1、Q7仍有驱动信号，，且线性上升直到t=T0/2，所以Q1、Q7仅在期间导电，电源向电感供电。同理在期间是D3、D5导电；Q3、Q5仅在期间导电，如图2-4(c)所示。对于纯电感负载，（2-4）因此其负载电流峰值为：当负载为电阻－电感性负载（RL）时，亦可求得瞬时负载电流的表达式为：（2-5）式中电压基波峰值（2-6）n次谐波阻抗（2-7）相角（2-8）电阻、电感性（RL）负载时，基波电流为：（2-9）（2-10）图2-4方波逆变器电压、电流波形是电流滞后电压的相位角。图2-4方波逆变器电压、电流波形图2-4(d)为RL负载时的基波电流。如果负载电流瞬时值为图2-4(d)的波形，在期间，Q1、Q7有驱动信号，但为负值，且Q3、Q5截止，因此D1、D7导通，，故直流电源输入电流为负值；在期间，为正值，Q1、Q7有驱动信号导通，；在期间，Q3、Q5有驱动信号但此期间仍为正值，且Q1、Q7截止，故D3、D5导通，所以、，直到，。然后在期间Q3、Q5导通。图2-4(e)是R-L负载时直流电源输入电流的波形。2.2.2滤波器为了抑制高次谐波我用到了滤波器，滤波器又分无源滤波器和有源滤波器。1.无源滤波器主要由电容器、电抗器、有时还包括电阻等无源元件组成，对某次谐波或其以上次谐波形成低阻抗通路,以达到抑制高次谐波的目的。目前用于工程实际的滤波器种类有:各阶次单调谐滤波器、双调谐滤波器、二阶宽频带与三阶宽频带高通滤波器等。1)单调谐滤波器。一阶单调谐滤波器的优点是滤波效果好,结构简单(见图2-5a);缺点是电能损耗比较大,但随着品质因数的提高而减少,同时又随谐波次数的减少而增加。二阶单调谐滤波器,当品质因数在50以下时,基波损耗可减少20%～50%,属于节能型,滤波效果等效。三阶单调谐滤波器(见图2-5c)是损耗最小的滤波器,但组成比较复杂,投资较高,用于电弧炉系统中,二次滤波器选用三阶滤波器较好,其它次谐波选用二阶调谐滤波器。2)高通(宽频带)滤波器。一般用于某次及以上次的谐波抑制(见图2-5b)。例如在电弧炉系统中采用高通滤波器时,通过参数调整,可对5次及以上谐波形成低阻抗通路,这样对高次谐波就起到滤波作用。图2-5各种无源滤波器的结构图2.有源滤波器虽然无源滤波器具有投资少、效率高、结构简单及维护方便等优点,在现阶段广泛用于配电网中,但由于滤波特性受系统参数影响较大,只能消除特定的几次谐波,而对某些次谐波会产生放大作用,甚至产生谐振现象等因素,随着电力电子技术的发展,人们将滤波研究方向逐步转向有源滤波器，有源滤波器不仅能够补偿各图2-6有源滤波次谐波,还可以抑制电压闪变现象,补偿无功功率,具有再适应功能,可自动跟踪补偿变化的谐波,具有高度可控性和快速响应等特点。另外,增加整流变压器二次侧的相数,采用多相整流的整流装置,可以有效消除次数低的谐波。还可以通过改善供电环境,如设法加大系统的短路容量,提高谐波源负荷的供电电压等级,有专门线路为谐波源负荷供电措施。在本次设计中我用到的是LC滤波器。图2-7带LC滤波器的逆变器由于逆变桥输出的并不是用户所需要的正弦波，而是包含很多谐波的正负方波，所以通常逆变电路输出端要接LC低通滤波器滤除阶次较高的谐波，将接近正弦的电压供给负载，如图2-7所示。图2-7带LC滤波器的逆变器若逆变电路输出的n次谐波()有效值为，则经LC滤波器衰减以后输出到负载的n次谐波电压近似为（2-11）适当地选择LC使n次谐波容抗远小于感抗：<<，，即谐振频率，则（2-12）（2-12）式表明逆变电路输出端的n次谐波电压经LC滤波器后要衰减倍。谐波阶次越高，经同一LC滤波器衰减后它对负载的影响越小。2.2.1节中单相逆变器输出电压均为180°宽的方波交流电压。其输出电压中基波电压数值只由输入电压唯一确定，而且输出电压中除基波外含有大量的谐波，对其中的三、五、七等低阶次谐波若采用LC滤波器去衰减，则必须有LC数值很大的滤波器，因为要滤除n次谐波必须，即，，谐波阶次n低，要求L、C的谐振频率低，要求L、C数值很大。这不仅使滤波器庞大，而且过大的电感有负载电流流过时还会引起较大的基波电压降，过大的电容C又会使通过电容的基波电流较大。逆变器输出电压的控制就是要使输出电压的基波分量大小可控，输出电压波形中含有的谐波成分小且最低阶次的谐波阶次高，这样仅用较小的LC滤波器即可起到很好的滤波效果。在实际应用中，很多负载都希望逆变器的输出电压（电流）、功率以及频率能够得到有效和灵活的控制，以满足实际应用中各种各样的要求。例如，异步电动机的变频调速就需要逆变器的输出电压和频率都能改变，并实现电压、频率的协调控制。对于全数字控制变频器，则要求在输入电压和负载变化情况下频率可变。于是满足上述要求的正弦脉宽调制得到了广泛的应用。2.3SPWM基本原理采样控制理论中有一个重要结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。PWM控制技术就是以该结论为理论基础，对半导体开关器件的导通和关断进行控制，使输出端得到一系列幅值相等而宽度不相等的脉冲，用这些脉冲来代替正弦波或其他所需要的波形。按一定的规则对各脉冲的宽度进行调制，既可改变逆变电路输出电压的大小，也可改变输出频率。SPWM（SinusoidalPWM）法是一种比较成熟的、目前使用较广泛的PWM法。SPWM法就是以上述结论为理论基础，用脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆变电路中开关器件的通断，使其输出的脉冲电压的面积与所希望输出的正弦波在相应区间内的面积相等，通过改变调制波的频率和幅值则可调节逆变电路输出电压的频率和幅值。各种PWM控制策略，特别是正弦脉宽调制SPWM控制已在逆变技术中得到广泛应用。在DC/DC、AC/DC、AC/AC变换中，PWM控制技术也是一种很好的控制方案并已得到广泛的应用。目前，SPWM主要有单极性正弦脉宽调制（SSPWM）、双极性正弦脉宽调制（BSPWM）、单极倍频正弦脉宽调制等几种方式。图2-9中给出了双极性SPWM调制原理，其中调制参考波为幅值为的正弦波，其频率就是输出电压基波频率。高频载波为双极性三角波，幅值为，频率为。无论在的正半周还是负半周，当瞬时值时，Q1、Q7导通，Q3、Q5截止，于是逆变器输出电压；当瞬时值时，Q1、Q7截止，而Q3、Q5导通，于是逆变器输出电压。因此可以得到输出电压的波形：图2-8用SPWM电压等效正弦电压它在正负半周中都有多个正、负脉冲电压，故称这种PWM控制为双极性正弦脉冲宽度调制。这种调制方式下，载波比，每半个周波中正脉冲和负脉冲共有N个。若固定三角载波频率，改变，即可改变输出交流电压基波的频率（）；若固定载波比N，改变三角载波频率，则也可改变输出交流电压基波的频率。另外，电压调制系数，固定三角载波电压幅值，改变正弦调制参考波的幅值，即改变调制比，则将改变与两波形的交点，从而改变每个脉冲电压的宽度，改变中基波和谐波的数值。可以证明，如果载波比N足够大，调制比，则基波电压幅值，输出电压基波最大时其有效值只能达到，即。对比180°宽的方波交流电压，其基波有效值由公式（2-3）式可知为，可见双极性正弦脉冲宽度调制SPWM改善输出电压波形的代价是牺牲了直流电压利用率，即输出电压的基波电压从减小到0.707。频谱分析表明：PWM脉冲电压具有与理想正弦电压相一致的基波分量，而其最图2-10单极倍频SPWM调制原理图图2-9双极性SPWM调制原理图E0E0E0-E图2-10单极倍频SPWM调制原理图图2-9双极性SPWM调制原理图E0E0E0-E在全数字变频器系统中，逆变桥工作在单极倍频SPWM工作方式，单极倍频SPWM调节原理如图2-10所示。图中依次分别为：SPWM驱动信号形成示意图、逆变器第一态，且有一定的死区限制（死区时间内二者都不导通），Q5、Q7组成另一个桥臂，互为交替互补通断状态，有相同的死区限制。Q1和Q5的触发信号相位相差π角度，这就形成了单极倍频工作方式。与双极性电压开关电路相比，其输出谐波频率是开关频率的两倍，谐波分量小，易于滤除。死区的设置是为了防止因Q1、Q3或Q5、Q7同时导通而形成桥臂直流短路故障。如果在四个开关桥臂输出电压的波形、逆变器第二桥臂输出电压的波形、桥式逆变器输出电压的SPWM波形。控制过程中，Q1、Q3组成一个桥臂互为交替互补通断状态器件Q1~Q7的栅极和发射极间加上按正弦脉冲宽度调制（SPWM）的高频信号，那么逆变桥输出电压即是SPWM电压波形。2.4数字控制系统设计Boost模式中以输出电压作为反馈信号构成单闭环控制系统。电压单闭环的典型控制框图如图2-11所示。图2-11中，电压环控制器Gv可根据控制系统的要求选择P，PI，PID等不同形式；PWM环节将控制器输出与锯齿波相比较输出为脉冲占空比锯齿波幅值为1，则图2-11电压型单闭环控制系统框图PWM环节的传函可以用单位1表示。稳定工作的开关电源输出除了受的控制外，还与和负载大小有关。这里可以把输入电压看成是一个扰动，因此输出将只受给定信号的影响，而不受的影响。控制对象为LC滤波器及其所接阻性负载R，对应的传函Ho为输出滤波器传递函数：或（2-13）这里显然HO为典型的二阶系统传递函数形式。按照归一化的思想，设。2.4.1PI调节器在图2-11中，电压反馈取为单位负反馈即，若电压环控制器Gv采用PI调节器，其传递函数可表示为：（2-14）其中根据上述取值可以得到闭环系统的开环传递函数：（2-15）为使闭环系统稳定，通常选。对于一个实际系统，一旦LC参数设计好之后值随之确定。可首先确定保证系统闭环稳定的值，然后再由式（2-14）计算相应的值，这样可以快速确定PI调节器中和这两个参数值。在归一化的情况下，则式(2-15)可写成：（2-16）则其闭环函数：（2-17）其闭环特征方程为=0根据Hurwitz判据，使系统稳定的充要条件是即，而与关系如图2-12所示。ξξKp图2-12与的关系示意图从图2-12可知，对于控制对象来说为保证闭环控制稳定性，当阻尼比小时，PI控制器的Kp可以选择较小的值，这时稳态精度将较大，当阻尼比大时，Kp应选择较大的值，但稳态精度将降低。另一方面，Kp的取值还应确保在谐振峰处的增益不超过0dB。2.4.2PID调节器若控制器采用PID控制器，文献提出了对于逆变系统根据其性能指标的要求进行零极点配置的方法。PI控制作用影响低频段，增大低频增益并改善静态精度，PI控制器的作用如同相位滞后补偿器。而PID控制器是一个滞后—超前控制器，不仅可以增大相位超前角并改善系统稳定性，而且也增大了系统的带宽，因此响应速度加快。本文则通过图形分析法来确定PID调节器的参数。PID调节器的传递函数可表示为：（2-18）则开环传递函数为：（2-19）显然此时的开环传递函数中有2个零点需要确定，其中一个零点可以设置为对应于输出LC滤波器的谐振角频率处，在归一化设计中=1。这样设计的好处在于能够近似对消掉控制对象中的大的慢性环节，提高开环的截止频率，加快动态响应。另一个零点则置于第一个零点约1/3频率处，为主极点。同时选择适当的Kp值可以的使系统的谐振峰值不超过20dB，开环截止频率比PI调节器时要高得多，因此动态响应也要快很多。2.4.3控制方案本文所设计的变压变频电源输出基波频率及电压变化范围较宽，输出频率为40Hz~1KHz，输出电压30~250V，选择合适的控制策略才能使整个输出范围内的THD较小。逆变器控制策略有很多，如重复控制、无差拍控制、电压电流双环控制和瞬时值内环平均值外环控制等。本文采用了外环为平均值环、内环为瞬时值控制获得快速的动态性能，保证输出畸变率较低，外环使得各个频率段的输出电压具有较高的精度，并通过采用DSPTMS320F240全数字控制得以实现。VVVF电源结构框图如图2-13所示。单相正弦波输入电压经Boost环节变成540V稳定的直流输入，逆变部分采用全桥结构。图2-13VVVF电源结构框图全数字控制器控制电路以电机控制专用的DSP芯片TMS320F240为核心，采用内环瞬时值环、外环平均值环的双环控制。内环速度比外环快，在正弦给定的情况下，瞬时值内环反馈能使电压波形尽量接近正弦波，以减小输出电压畸变率。外环为平均值环，采用PI调节器，速度较慢。有了平均值外环，可以保证输出电压有较高的精度。控制系统设计系统的控制图如图2-14所示图中E——直流母线电压——PWM环节等效增益为输出滤波器网络。输出电压经整流滤波及比例环节和参考电压相比较，误差信号经外环PI调节器乘以参考标准正弦波作为内环参考给定。输出电压经比环节比例和内环参考相比较，误差信号经内环PI调节器得到了内环的输出，控制逆变电源输出参考给定。内环设计内环被控系统的传递函数为：（2-20）图中曲线1为被控系统波特图，为滤波器的转折频率。内环采用PI调节器，图中曲线2为PI调节器的特性，转折频率等于，这样，补偿后的开环传递函数为：（2-21）波特图如图2-15所示：其中为穿越频率。补偿后，系统在低频以-20dB下降，保证了有较高的低频开环增益，在高频以-40dB下降，较好的抑制了开关频率分量及高频扰动。在实际中，尤其在轻载或空载时，不能选择过大，过大且靠近时，系统会出现不稳定。根据主电路参数L=360uH,C=2.2uh,=,取6280rad/s。各参数见表1。安徽理工大学毕业设计表2-1RL360uHC2.2uFK11Kpwm1/200E400外环设计：外环为平均值环，也使用PI调节器，当输出和参考电压有误差时，通过PI校正内环的参考给定，使得输出电压跟随参考电压。PI校正可以保证输出和参考无静差。设计时选择PI校正器为（0.0909+5.709）/s，对应的转折频率为=62.8rad/s,穿越频率=6.28rad/s。3单相SPWM方式变频电源系统组成本章是全文的重点，单相SPWM方式变频器系统由主电路，驱动电路，检测电路组成。同时对一些参数做简单的推算。3.1主电路主电路见附图，实验接入380V，频率三相为50Hz的交流电，经过三相桥式整流变为直流电，其大小按照式td(t)=1.35Ucosa1.4U。其中U为线电压，a为触发角。因为采用的是自然换相，故a=0即整流后的直流电压平均值为=540V，考虑到输入三相电有10%的波动，所以Uo=500V~560V。图中F1为保险丝，R1为限流电阻，防止冲击电流对IGBT的损害；JS11S为电子式时间继电器（图中用线圈代替），其作用是减小电容充电电流；L1，L3为共模滤波器；HL1，HL3为电流霍尔，其作用为检测主电路的电流值，将电流反馈到PI调节器上进行比较保护；U1为电压霍尔，作用类似电流霍尔，只是反馈的是电压值而已。直流电压经L1滤波后，采用SPWM技术控制的四个IGBT进行逆变，输出的交流电经过变压器变压后，采用LC滤波器进行滤波，输出30~250V，频率可变的交流电。3.2驱动电路图3-1驱动电路IGBT的驱动信号是由驱动电路发出的，其电路图为上图，现就四个驱动电路中的一个做介绍，其他的三个类似，只是编号不同而已。M57962L中的13脚分别接DSP芯片中的PWM1（另外的三个分别接PWM2，PWM3，PWM4），即DSP中的第56号引脚，14号接地。1，6号引脚分别接驱动电源。并且M57962L采用的是低电压驱动即14，13号引脚接光耦二极管，14号因为接低电平，只有13脚输入负电位才能驱动M57962L，这样做的优点在于防止出现干扰，当出现干扰波形时，采用低电平驱动的M57962L不能驱动。采用负电平驱动时G1，E1两端电压为输入电压（24V），与稳压管Z2（9.1V）之差即等于15V，当出现正电压时，不能驱动M57962L，所以两端电压为稳压管Z2电压-9V。3.3检测电路本次设计中需要用到一些检测电路，如：电压霍尔，电流霍尔，下面就其作简单介绍。3.3.1电压检测图3-2电压霍尔电压检测采用电压霍尔，电压霍尔是并联在主电路中的，用来检测电压其原理图为图3-2，其原副边电流之比为1：2.5，输出电压检测220V对应4.4V，当原边采用10K电阻时P=U*U/R=220*220/10000=4.84W一般的功率电阻的功率值最大在3W。故10K电阻过小，取20K得Io=220/2000=11mA，P=U*U/R=220*220/2000=2.4KW符合要求，副边电流为I1=11*2.5=27.5mA由欧姆定律得R=U/I=4.4V/27.5mA2K故副边电阻取2K电阻.3.3.2电流检测图3-3电流霍尔电流检测采用电流霍尔，电流霍尔是串联在主电路中的,用来检测电流,其原理图为图3-3。因为主电路的电流大约在60A,由原副比为1000:1，得副边电流大约为60mA,故电阻R1=U/I=12/0.06=200欧姆。故功率电阻为200/3W电阻。4数字控制的实现方法本章为设计中的数字部分，向DSP输入程序实现数字化处理。下图列出了控制芯片DSP与外围设备的连接框图，其中电压检测用到电压霍尔，电流检测用到电流霍尔，频率的设定实现了变频。随后列出了一些程序流程图，包括主程序流程图，中断程序流程图，PI调节程序流程图，显示程序流程图。DSP与外围设备连接框图如图4-1所示：图4-1DSP与外围设备连接框图4.1主电路流程图主电路流程图如图4-2所示：图4-2主电路流程图4.2中断程序流程图中断程序流程图如图4-3所示：图4-3中断程序流程图4.3PI调节流程图PI调节流程图如图4-4所示：图4-4PI调节流程图4.4本章小结DSP的运用实现了数字化处理，较模拟信号数字化的优点不言而喻，本章列出了一些流程图，其中主程序采用寄存器下溢方式调用中断程序处理信号，中断程序又为PI调节提供前提条件，它既得到了给定值又通过电流，电压霍尔获得了反馈值，最后调用了PI调节程序。PI调节程序的作用实现了系统的闭环控制，实现了电压的稳定。频率的调节实现方式类似电压调节，通过采样获得频率的当前值，当外部信号发出改变频率时，将反馈到的信号，传输到DSP芯片中，DSP通过程序改变基波频率，从而实现频率的改变。5系统参数设计本章就单相SPWM变频器的重要参数进行推算。5.1参数设计本文所研究的是全数字单相变频器要求将三相380V，频率为50Hz的交流电变为输出为220V频率可变的交流电源。正常工作时，若负载发生变化，该变频器具有自动调节输出电压和频率使其维持不变的功能，其性能指标如下所述：1.输入交流电压：380V10%。2.输出交流电压：30~250V频率范围为40Hz~1000Hz交流电。3.输出功率：5kW，=0.8。4.稳态性能：稳态电压变化不大于2%，稳态频率变化不大于1%。输出电压的总谐波畸变率THD5%,单次谐波畸变率3%。5.动态性能：动态电压变化不大于10%，动态频率变化不大于2%。恢复时间小于1秒。6.整机效率：85%。5.1.1中频变压器TR额定负载时变压器输出的有功电流为：.（5-1）采用无功负载电容补偿后，变压器输出的无功电流为：（5-2）变压器副边电流的最大值为：（5-3）变压器输出容量为（5-4）据此可选400Hz一级品硅钢铁芯CD4080160，铁芯基本参数为：铁芯截面积：窗口面积：虽然变压器原边串有滤波电感，但还是有一定的谐波电流流过变压器的原边绕组。变压器的铁耗与流过绕组的电流频率有关，频率越高，铁耗越大。因此变压器的工作磁密应选低些。若选取磁通密度为高斯，则变压器副边绕组匝数为：匝（5-5）可取匝（左右线包各绕48匝，再串成96匝）。在确定变压器的变比时，必须保证在最低输入电压时仍能使输出电压达到额定值。变压器输出220VAC的峰值为325V，考虑到变压器付方绕组电压降，副方电压峰值设为。直流输入电压最低为540V，扣除两个IGBT管压降5V，并考虑死区效应的影响，即输入电压有10%的波动，最低输入直流电压为。为改善逆变器突加负载时的动态性能，设稳态时逆变器最大占空比为，取变压器的电压调整率为5%，因此变压器变比为：（5-6）在不过分加大IGBT所流过电流的情况下，为进一步提高逆变器在低直流母线电压带非线性负载时波形校正的能力，可选取变比为：（5-7）因此变压器原边绕组匝数为：匝（铁芯左右各绕60，再串成120匝）（5-8）由于变压器除基波电流外还有谐波电流流过，考虑集肤效应，为减小变压器的铜耗，选取导线的电流密度为。副边导线截面积为，因此副边绕组可选用1.85×10的扁平铜导线绕制。又由于变压器原边电流的最大值为：，原边导线截面积，因此副边绕组可选用13扁平铜导线绕制。最后可对变压器的窗口占用系数进行核算，实际的窗口占用系数为（5-9）因此上述设计符合绕制的工艺要求。电感上的视在功率为，可选用400Hz一级品硅钢铁芯CD3264100，铁芯基本参数为：铁芯截面积：：（5-10）考虑集肤效应，选取导线的电流密度为，导线截面积为，因此可选用1.6×10的扁平铜导线绕制。5.1.2串联谐振电容将折算到原边得根据实测，变压器原方漏感为，串联谐振电容为（5-11）上承受的交流电压为（5-12）实际上取，采用11个的CBB48-2型电容并联而成。在串联谐振电路工作时，随着谐波频率的增加，的感抗迅速增大，的容抗迅速减小。高频时的作用可忽略不计，因此串联谐振电容的引入对LC滤波器的高频滤波特性影响不大。此外电容还有隔直作用，防止变压器因直流偏磁而饱和。安徽理工大学毕业设计6总结随着信息处理技术的不断发展，社会对节能的重视和需要，尤其是计算机的广泛应用和Internet的迅猛发展，对数字控制技术的要求也越来越高。本文叙述的核心是一个恒压变频的变频器，在论文中，我参阅了大量的文献资料，尽量做到对问题的阐述系统、全面，并加入了一些我的理解和认识。具体地说，本文所作的主要工作有：1.详细分析了整流，逆变的工作原理，以及已在逆变技术中得到广泛应用的正弦脉宽调制SPWM控制技术，还就采用LC滤波器后，谐波进行了分析。2.对设计中所采用的电路，如主电路，驱动电路，检测电路等。给予一定的说明，因篇幅的限制一些电路例如复位电路，起停电路，显示电路没有做过多的说明。同时就电路的参数及电路中所用到的器件功能有一定的说明。3.设计采用的是数字控制，所以在论文中，列出了主要程序流程图，中断程序为PI调节程序提供了前提，而PI调节是全文的中心也是全文的难点，它不但稳定了电压，同时可以变频。4.文章还就设计中所采用的器件参数进行推算，为器件的选择提供了理论依据。虽然本文对在单相SPWM全数字变频器的设计中取得了一定的成果，但是由于时间和精力有限，所涉及到的研究工作还做得很不够，还有很多工作在今后值得继续研究。参考文献[1]陈伯时.电力传动自动控制系统.北京:机械工业出版社,1997.[2]吴守箴.电气传动的脉宽调制控制技术第二版[M],2003.[3]江思敏.TMS320LF24OXDSP硬件开发教程.北京:机械T-业出版社,2003.[4]何昆.基于DSP的PWM变频调速系统的研究,2002.[5]吕成刚.基于DSP的变频调速系统,2002.[6]王兆安.电力电子技术第四版[M].北京:机械工业出版社,2001.[7]李志民.同步电动机调速系统[M].北京:机械工业出版社,2001.[8]虞东海,颜钢锋.基于DSP的变频调速矢量控制系统.电气传动,2003,VOL.33N04:2021.[9]陈伯时.交流调速系统[M].北京:机械工业出版社,1999.[10]郭必胜.矢量控制变频器的研制,2003.[11]张燕宾.SPWM变频调速应用技术第二版[M].北京:机械工业出版社,2002.[12]吴忠智,吴加林.变频器应用手册（第2版）[M].机械工业出版社,2002.[13]韩安荣,通用变频器及其应用[M].机械工业出版社,2000,1.[14]刘和平,严利平,张学锋,卓清锋.TMS320LF240xDSP结构原理及应用（第一版）.北京：北京航空航天大学出版社,2002.[15]章云,谢莉萍,熊红艳.DSP控制器及其应用,第一版.机械工业出版社,2001.[16]CasiniD.,MarchesoniM.,etal.SlidingModeMultilevelControlforImprovedPerformancesinPowerConditioningSystems[J].IEEETrans.OnPE,1995,10(4):453－463.[17]TexasInstruments,“TMS320C24xDSPControllers,CPU,System,andInstructionSet,ReferehceSetVolumeⅠ”,1997.[18]TexasInstruments,“TMS320C24xDSPControllers,PerpheralLibraryandSpecificDevices,ReferenceSetvolumeⅡ”,1997.附图：系统总电路图附录：系统源程序本例载波频率为20KHz，或载波周期为50μs。DSP晶振10MHz，内部4倍频，时钟频率为40MHz，计数周期为25ns。假设调制波频率由外部输入（1～50Hz），并转换成合适的格式（本例为Q4格式）。调制系数M为0～0.9。死区时间1.6μs。最小删除脉宽3μs。主程序的工作是根据输入的调制波频率计算N、2N和M值。定时器采用连续增减计数方式。利用下溢中断，每个载波周期都产生一次中断，在每次中断都根据以下公式分别计算出下一个载波周期的三个比较值。并比较正负脉宽是否小于3μs，如果小于3μs则删除该脉冲。本例中的常数：π倍载波周期：π5010-6228=42166秒，Q28格式载波频率：20000Hz2=40000Hz，Q1格式；定时器周期值：50μs/2/25ns=1000个计数周期；调制系数对调制波频率的比例系数：0.9/50=0.018221=37749，Q21格式；最小正脉宽：3μs/25ns=120个计数周期；最小负脉宽：47μs/25ns=1880个计数周期；弧度换算成度系数：360/2π24=917，Q4格式；2π/3212=8579弧度，Q12格式；4π/3212=17157弧度，Q12格式；2π212=25736弧度，Q12格式；.INCLUDE"240X.H";寄存器地址;以下定义变量.BSSTEMP,1;中间变量.BSSTEMP1,1;中间变量.BSSTEMP2,1;中间变量.BSSTEMP3,1;中间变量.BSSTEMP4,1;中间变量.BSSTEMP5,1;中间变量.BSSTEMP6,1;中间变量.BSSK_,1;第K个采样点.BSSPITC,1;π乘载波周期=42166,Q28格式.BSSF2M,1;调制系数对调制波频率的比例系数,Q21格式.BSST_HALF,1;T_carr/2的定时器计数脉冲个数,Q0格式.BSSF_CARR,1;载波频率,Q1格式.BSSPMIN,1;最小正脉宽(脉冲个数),Q0格式.BSSPMAX,1;最小负脉宽(脉冲个数),Q0格式.BSSF_MODU,1;调制波频率,Q4格式.BSSN_,1;每个调制波周期的载波脉冲数,Q0格式.BSSKMAX,1;2N,Q0格式;CONTEXT段,定义保护现场数据区ST0_SAVE.USECT".CONTEXT",1;状态寄存器ST0保存单元ST1_SAVE.USECT".CONTEXT",1;状态寄存器ST1保存单元ACCH.USECT".EXTCONT",1;ACC高字保存单元ACCL.USECT".EXTCONT",1;ACC低字保存单元P_HI.USECT".EXTCONT",1;P寄存器高字保存单元P_LO.USECT".EXTCONT",1;P寄存器低字保存单元T_SAVE.USECT".EXTCONT",1;T保存单元;定义主向量段.SECT".VECTORS";定义主向量段RESETB_C_INT0;地址0000H，复位，优先级1INT1BPHANTOM;地址0002H，INT1，优先级4INT2B_C_INT2;地址0004H，INT2，优先级5INT3BPHANTOM;地址0006H，INT3，优先级6INT4BPHANTOM;地址0008H，INT4，优先级7INT5BPHANTOM;地址000AH，INT5，优先级8INT6BPHANTOM;地址000CH，INT6，优先级9RESERVEDBPHANTOM ;地址000EH，测试，优先级10SW_INT8BPHANTOM ;地址0010H，自定义软中断SW_INT9BPHANTOM ;地址0012H，自定义软中断SW_INT10BPHANTOM ;地址0014H，自定义软中断SW_INT11BPHANTOM ;地址0016H，自定义软中断SW_INT12BPHANTOM ;地址0018H，自定义软中断SW_INT13BPHANTOM ;地址001AH，自定义软中断SW_INT14BPHANTOM ;地址001CH，自定义软中断SW_INT15BPHANTOM ;地址001EH，自定义软中断SW_INT16BPHANTOM ;地址0020H，自定义软中断TRAP BPHANTOM ;地址0022H，TRAP矢量NMI BPHANTOM ;地址0024H，NMI，优先级3EMU_TRAPBPHANTOM ;地址0026H，仿真Trap，优先级2SW_INT20BPHANTOM ;地址0028H，自定义软中断SW_INT21BPHANTOM ;地址002AH，自定义软中断SW_INT22BPHANTOM ;地址002CH，自定义软中断SW_INT23BPHANTOM ;地址002EH，自定义软中断SW_INT24BPHANTOM ;地址0030H，自定义软中断SW_INT25BPHANTOM ;地址0032H，自定义软中断SW_INT26BPHANTOM ;地址0034H，自定义软中断SW_INT27BPHANTOM ;地址0036H，自定义软中断SW_INT28BPHANTOM ;地址0038H，自定义软中断SW_INT29BPHANTOM ;地址003AH，自定义软中断SW_INT30BPHANTOM ;地址003CH，自定义软中断SW_INT31BPHANTOM ;地址003EH，自定义软中断;定义子向量段.SECT".PVECS";定义子向量段PVECTORS B PHANTOM ;偏移地址0000H B PHANTOM ;偏移地址0001H B PHANTOM ;偏移地址0002H B PHANTOM ;偏移地址0003H B PHANTOM ;偏移地址0004H B PHANTOM ;偏移地址0005H B PHANTOM ;偏移地址0006H B PHANTOM ;偏移地址0007H B PHANTOM ;偏移地址0008H B PHANTOM ;偏移地址0009H B PHANTOM ;偏移地址000AH B PHANTOM ;偏移地址000BH B PHANTOM ;偏移地址000CH B PHANTOM ;偏移地址000DH B PHANTOM ;偏移地址000EH B PHANTOM ;偏移地址000FH B PHANTOM ;偏移地址0010H B PHANTOM ;偏移地址0011H B PHANTOM ;偏移地址0012H B PHANTOM ;偏移地址0013H B PHANTOM ;偏移地址0014H B PHANTOM ;偏移地址0015H B PHANTOM ;偏移地址0016H B PHANTOM ;偏移地址0017H B PHANTOM ;偏移地址0018H B PHANTOM ;偏移地址0019H B PHANTOM ;偏移地址001AH B PHANTOM ;偏移地址001BH B PHANTOM ;偏移地址001CH B PHANTOM ;偏移地址001DH B PHANTOM ;偏移地址001EH B PHANTOM ;偏移地址001FH B PHANTOM ;偏移地址0020H B PHANTOM ;偏移地址0021H B PHANTOM ;偏移地址0022H B PHANTOM ;偏移地址0023H B PHANTOM ;偏移地址0024H B PHANTOM ;偏移地址0025H B PHANTOM ;偏移地址0026H B PHANTOM ;偏移地址0027H B PHANTOM ;偏移地址0028H B WXM ;偏移地址0029H B PHANTOM ;偏移地址002AH B PHANTOM ;偏移地址002BH B PHANTOM ;偏移地址002CH B PHANTOM ;偏移地址002DH B PHANTOM ;偏移地址002EH B PHANTOM ;偏移地址002FH B PHANTOM ;偏移地址0030H B PHANTOM ;偏移地址0031H B PHANTOM ;偏移地址0032H B PHANTOM ;偏移地址0033H B PHANTOM ;偏移地址0034H B PHANTOM ;偏移地址0035H B PHANTOM ;偏移地址0036H B PHANTOM ;偏移地址0037H B PHANTOM ;偏移地址0038H B PHANTOM ;偏移地址0039H B PHANTOM ;偏移地址003AH B PHANTOM ;偏移地址003BH B PHANTOM ;偏移地址003CH B PHANTOM ;偏移地址003DH B PHANTOM ;偏移地址003EH B PHANTOM ;偏移地址003FH B PHANTOM ;偏移地址0040H B PHANTOM ;偏移地址0041H;以下是主程序.TEXT;系统初始化程序_C_INT0SETCINTM;禁止中断CLRCCNF;B0为数据存储区LDP#224SPLK#0000000000000100B,SCSR1;4倍频,CLKOUT40MHzSPLK#68H,WDCR;不用看门狗LDP#225LACCMCRAOR#0FC0H;设置PWM1-6引脚SACLMCRA;中断初始化程序LDP#0SPLK#0FFH,IFR;清所有系统中断标志SPLK#00000010B,IMR;开INT2中断LDP#232SPLK#0FFFH,EVAIFRA;清事件管理器A所有中断标志SPLK#0FH,EVAIFRBSPLK#0FH,EVAIFRCSPLK#0200H,EVAIMRA;开T1下溢中断SPLK#0,EVAIMRB;屏蔽所有中断SPLK#0,EVAIMRC;屏蔽所有中断;初始化事件管理器A程序SPLK#1000,T1PR;T1周期值=1000SPLK#1000,CMPR1;占空比初值0%SPLK#1000,CMPR2SPLK#1000,CMPR3SPLK#0000011001100110B,ACTRA;引脚PWM1,3,5高有效,2,4,6低有效SPLK#01F4H,DBTCONA;死区时间1*32*50ns=1.6uμsSPLK#1000001000000000B,COMCONA;允许比较,下溢重载SPLK#0000100001000010B,T1CON;连续增减计数方式,预分频=1CLRCINTM;开总中断;变量初始化LDP#5SPLK#0,K_;K=0SPLK#42166,PITC;π*T_carr=42166,Q28格式SPLK#37749,F2M;F-M转换系数,Q21格式SPLK#1000,T_HALF;T_carr/2的定时器计数脉冲个数,Q0格式SPLK#40000,F_CARR;载波频率,Q1格式SPLK#120,PMIN;最小正脉宽(脉冲个数),Q0格式SPLK#1880,PMAX;最小负脉宽时的最大正脉宽,Q0格式;-主循环CYCLELDP#5LACCF_MODU,13;调制波频率,Q4格式SACHTEMP;右移3位,Q1格式LACCF_CARR;载波频率,Q1格式RPT#15SUBCTEMP;计算N=F_carr/F_moduSACLN_;保存N,Q0格式LACCN_,1;2NSACLKMAX;保存,Q0格式LTF2M;F-M转换系数37749,Q21格式MPYF_MODU;Q4格式PACSACHM_;保存M,Q9格式BCYCLE;循环;假中断子程序PHANTOMRET;假中断;T1下溢中断处理子程序_C_INT2SST#ST0,ST0_SAVE;保存现场ST0SST#ST1,ST1_SAVE;保存ST1LDP#5SACHACCHSACLACCL;保存ACCSPHP_HISPLP_LO;保存PMPY#1;P<=TSPLT_SAVE;保存TLDP#224LACCPIVR,1;读偏移地址ADD#PVECTORS;子向量表首地址BACCWXMLDP#232SPLK#0200H,EVIFRA;清中断标志LDP#5LTPITC;π*T_carr=42166,Q28格式MPYK_;Q0格式PAC;计算K*π*T_carrSACHTEMP1;保存乘积,Q12格式LTTEMP1MPYF_MODU;乘调制波频率,Q4格式PAC;计算K*π*T_carr*T_moduRPT