第5章振幅调制解调与混频(本科)电子q094

第5章

振幅调制、解调与混频电路第2章与第3章分别介绍的小信号放大电路与功率放大电路，均为线性放大电路。前言：一、概述线性放大电路的特点：其输出信号与输入信号具有某种特定的线性关系。从时域上讲,输出信号波形与输入信号波形相同,只是在幅度上进行了放大；从频域上讲,输出信号的频率分量与输入信号的频率分量相同。然而,在通信系统和其它一些电子设备中,需要一些能实现频率变换的电路，例如调幅、检波、混频等。这些电路的特点是其输出信号的频谱中产生了一些输入信号频谱中没有的频率分量,即发生了频率分量的变换,故称为频谱变换电路。2

2.相关的基本概念1）调制信号：低频信号（需传送的信息）。2）载波：高频振荡波3）载频：载波的频率4）调制：将低频信号“装载”在载波上的过程。即用低频信号去控制高频振荡波的某个参数，使高频信号具有低频信号特征的过程。5）已调波：经调制后的高频振荡波。6）解调：从已调信号中取出原来的信息。第5章

振幅调制、解调与混频电路7）模拟调制有以正弦波为载波的幅度调制和角度调制。8）幅度调制：调制后的信号频谱和基带信号频谱之间保持线性平移关系，称为线性幅度调制。（振幅调制、解调、混频）9）角度调制：频谱搬移时没有线性对应关系，称为非线性角度调制。（频率调制与解调电路）

2.相关的基本概念第5章

振幅调制、解调与混频电路4频谱线性电路幅度调制与解调电路倍频电路混频电路3.线性频谱变换电路分类普通幅度调制与解调单边带幅度调制与解调双边带幅度调制与解调残留边带调制与解调

第5章

振幅调制、解调与混频电路将要传送的信息装载到某一高频载频信号上去的过程。高频振荡

高频放大话筒声音缓冲发射天线倍频调制音频放大简述：振幅调制5.1

振幅调制的基本原理5.1.1

普通调幅波的波形、频谱及数学表达式一、调幅制适用于：长波、中波的调制。振幅调制AM：AmplitudeModulation二、数学表达式：首先讨论单频调制的调幅波低频调制信号：

高频载波信号：调幅信号（已调波）：5.1

振幅调制的基本原理调幅的原则：高频载波的振幅随调制信号uΩ(t)成线性关系。uAM(t)=(Ucm+kUΩm

cos

Ωt)cosωct

=Ucm(1+macosΩt)cosωct调制系数：5.1

振幅调制的基本原理比例常数Ka只与调制电路本身的参数有关，与载波和调制信号无关uAM(t)=Ucm(1+macosΩt)cosωct

波形特点：振幅的包络与调制信号的变化规律一致。振幅（包络）表达式UAM(t)=Ucm(1+macosΩt)5.1

振幅调制的基本原理三、讨论：调幅波的波形与频谱包络的振幅：Um=Ucmmama↑包络的振幅（Ucmma）↑ma↓调制系数ma的含义：表征载波的振幅受调制信号控制的强弱程度。调制程度越深调制程度越小包络的振幅（Ucmma）↓5.1

振幅调制的基本原理ma=1ma<1ma>1当ma=1时，Umin=0当ma<1时，Umin>0讨论：当ma>1时，Umin<0Umin=UCm(1-ma)过度调制重要结论：当ma>1时，包络已经失真，不能反映调制信号的变化规律，因此为了避免失真，应使调幅系数ma≤1。调幅波的频谱与带宽载波分量上边频分量下边频分量5.1

振幅调制的基本原理

Ω调制信号ωc载波调幅波ωc+Ω上边频ωc-Ω下边频载波分量上边频分量下边频分量5.1

振幅调制的基本原理强调重要的结论：1.普通调幅波不是简单的余弦波，它包含有三个频率分量：载波fc、上边频fc+F、下边频fc-F3.载波分量不包含调制信号的信息，上下两个边频才携带者调制信息，它们的振幅反映了调制信号的振幅大小。4.调幅波从频谱的角度看，就是把低频调制信号的频谱线性对称地搬移到高频载波的两边，故属于线性频谱变换。2.上下两个边频分量对称的分布在载波两边，它们的振幅为，且是包络振幅的一半。5.1

振幅调制的基本原理四、多频调幅波的波形与频谱信号带宽ωc

调幅波调制信号载波ωc+Ωmax上边带ωc-Ωmax下边带Ωmax5.1

振幅调制的基本原理一般调幅波的波形与频谱5.1

振幅调制的基本原理四、普通调幅波的功率关系条件：如果将普通调幅波输送功率至负载RL上，则载波与两个边频将分别得出如下功率：载波功率:上下边频功率:在调幅信号一周期内，AM信号的平均输出功率是uAM(t)=Ucm(1+macosΩt)cosωct(DoubleSidebandModulation:DSB)(SingleSidebandModulation:SSB)讨论：

载波本身并不携带调制信息，但它的功率却占整个调幅波功率的绝大部分。当ma＝1时，Pt＝(2/3)PAM

；PDSS＝(1/3)PAM

当ma＝0.5时，Pt＝(8/9)PAM

；PDSS＝(1/9)PAM

结论：因为调制信号的信息携带在上下边频中，因此在调幅的过程中，应尽量使调制系数ma大，以增大上下边带的功率，提高信号的传输能力，但不能超过1。5.1

振幅调制的基本原理普通调幅波的缺点：功率利用率太低，整机利用率低。1.设备简单。2.解调方便，便于接受。3.与其它调制方式比较占用的频带宽。普通调幅被广泛应用于中、短波无线电广播系统的原因：5.1

振幅调制的基本原理课堂练习：①

P198习题5.1

②P198习题5.2③P198习题5.4④P199习题5.85.1

振幅调制的基本原理作业：①

P199习题5.6

②P199习题5.75.1.2

双边带调幅（DSB）和单边带调幅（SSB）总思路：既然载波不携带有用信息，有用调制信息被上下两个边带携带，为了提高整机的利用率，只发送上下边带或者上下边带其中一个边带，而不发送载波。只发送上下边带的调幅叫双边带调幅---DSB

只发送上下边带其中一个边带的调幅叫单边带调幅调制—SSB

5.1

振幅调制的基本原理低频调制信号：

高频载波信号：载波分量调制信号分量双边带调幅（DSB）可利用模拟乘法器实现结论：一、双边带调幅DSB(DoubleSidebandModulation)5.1

振幅调制的基本原理双边带调幅的波形和频谱双边带波形双边带频谱cmaUm21双边带调幅（DSB）的频带宽BW=2Ω或BW=2F结论：电压相位突变180o5.1

振幅调制的基本原理低频调制信号：

高频载波信号：下边频分量二、单边带调幅SSB(SingleSidebandModulation)5.1

振幅调制的基本原理上边频分量显然：

单频调制单边带调幅信号是一个角频率为ωc+Ω的单频正弦波信号,

但是,一般的单边带调幅信号波形却比较复杂。不过有一点是相同的,即单边带调幅信号的包络已不能反映调制信号的变化。单边带调幅信号的带宽与调制信号带宽相同,是普通调幅和双边带调幅信号带宽的一半。三种调幅的优缺点比较：普通调幅：所占频带宽，能量利用率低，但发射机和接收机简单，因此在广播系统中广泛的应用。双边带调幅：能量利用率高，所占频带宽，但发射机和接收机较复杂，较少采用。单边带调幅：能量利用率高，所占频带窄，节省发射机功率又节约频带，但发射机和接收机较复杂，在短波通信中应用广泛。5.1

振幅调制的基本原理

三种振幅调制信号

电压表达式普通调幅波载波被抑制双边带调幅波单边带信号波形图频谱图信号带宽5.1

振幅调制的基本原理课堂练习：

①P1495.1.4

②P1995.95.1

振幅调制的基本原理5.2相乘电路与振幅调制电路一、振幅调制电路的分类按调幅方式分：按输出功率分：高电平调幅低电平调幅普通调幅AM双边带调幅DSB单边带调幅SSB残留边带调幅电路2.低电平调幅电路的要点：（1）先在低功率电平级进行振幅调制→经高频功率放大器放大后发射。（2）重点任务：由于低电平调幅的功率较小，输出功率和效率不是重点，而提高调制的线性度，减少不需要的频率分量，提高滤波功能是它的主要任务。（3）常用电路：模拟乘法器调幅电路——一般工作频率在几十MHZ。

二极管平衡调幅电路——一般工作频率可达几GHZ。5.2相乘电路与振幅调制电路3.高电平调幅的要点：（1）直接产生满足发射机要求的发射功率，处于发射级的末级。（2）重点任务：获得最大的输出功率，最大的优点是整机利用率高。（3）常用电路：晶体管集电极调制电路。

晶体管基极调制电路。

它们一般只能产生普通调幅波。（4）实现手段：用调制信号控制处于丙类工作状态的末级功率放大器。已讲内容5.2相乘电路与振幅调制电路相乘器的功能和构成：功能：实现两个信号的相乘。构成：由非线性器件构成。目前通信系统广泛采用两种器件—

①二极管构成的平衡相乘器；

②晶体管构成的双差分对管构成的模拟乘法器。

二极管平衡调幅电路——一般工作频率可达几GHZ。模拟乘法器调幅电路——一般工作频率在几十MHZ。

5.2.1非线性器件的相乘作用一、非线性器件特性幂级数分析法5.2相乘电路与振幅调制电路1.本质:利用二极管的非线性特性进行调幅

调幅波的共同之处都是在调幅前后产生了新的频率分量，也就是说都需要用非线性器件来完成频率变换。总思路：这里将调制信号uΩ与载波信号uc相加后，同时加入非线性器件，然后通过中心频率为ωc的带通滤波器取出输出电压uo中的调幅波成分。uc5.2相乘电路与振幅调制电路

+u1-

+u2-+-ui(a)二极管相乘电路iu0UQIQ(b)二极管伏安特性曲线一、非线性器件特性幂级数分析法条件：u1、u2为小信号，且两信号大小相当.

三、二极管的开关工作状态（P152，重点掌握）

+u1-

+u2-+-ui(b)二极管开关电路V前提条件：u1=U1mcosω1t，u2=U2mcosω2t，且u1为足够大的大信号（U1m>0.5V），u2为小信号，即：U1m>>U2m。结论：u=u1+u2=U1mcosω1t+U2mcosω2t，二极管工作在大信号状态，即在u1的作用下管子工作在开关状态，管子的导通和截止由大信号u1决定，u1>0,管子V导通，导通电导为gD(t),u1<0,管子V截止,电流i=0,且;管子V开和关的周期与频率与u1的周期与频率相同。即二极管V受大信号u1的控制。(c)二极管伏安特性近似折线iu0gDtK1(ω1t)O1tu1O由三角函数的关系加以整理得：结论：由于二极管的非线性导致了输出中含有许多新的频率分量，包含有：直流成分、ω1、ω2以及ω1的偶次谐波，ω2的奇次谐波与pω1±qω2（p、q为正整数）的组合频率分量，其中必有调制或者解调需要的新的频率分量，无用的频率分量只要在其后接一个相应的滤波电路即可。这就是利用二极管构成调制和解调的电路的本质所在。5.2.2二极管双平衡相乘器构成的振幅调制电路一、二极管平衡相乘器构成的振幅调制电路载波uc为大信号上变频分量下变频分量结论：①输出信号中无用频率分量比单管电路少很多。②直流成分、ω1、及其各次谐波均由于平衡电路的关系而被抑制掉③无用频率分量ω2以及3ω1

±

ω2等高频分量与ω1±ω2相差甚远，因此容易用带通滤波器滤除掉。二、二极管环形相乘器构成的振幅调制电路：见教材P155~158.(了解内容)40一、模拟乘法器的特性和工作原理2.模拟乘法器的符号KmKm1.模拟乘法器的功能：实现模拟信号的相乘Km:模拟乘法器的增益它的大小由实际电路决定5.2.3

模拟乘法器构成的振幅调制电路5.2相乘电路与振幅调制电路3.模拟乘法器功能：

利用模拟乘法器可以实现调幅、调幅的解调、鉴相、混频等，在电路的调制与解调中有着非常广泛的应用，希望同学们在后续的学习中反复体会它的灵活应用。4.集成模拟乘法器的内部工作原理（不做介绍）5.集成模拟乘法器实现AM调制(补充内容)5.2相乘电路与振幅调制电路体会：可以通过改变直流电流Ud的大小改变调制系数ma。RRp-uΩ(t)Uduc(t)KMuo(t)RR+AAM调幅电路原理图uo143信号1：

u1(t)=U1mcosΩt(低频调制信号)

信号2：u2(t)=U2mcosωct,（高频载波信号）Ω<<ωc,两信号相乘后的输出信号结论：两个信号相乘可以实现频谱搬移，将低频为Ω的载波信号线性地对称地搬移到高频ωc两侧。6.集成模拟乘法器实现DSB调制优点：在传送前抑制掉载频频率，在不影响传送信息的条件下，节省发射功率。DSB调制波形、频谱和组成模型MC1496构成的DSB调制电路：见教材P166图5.3.1SSB通信优点：节省发射功率带宽只占AM已调信号的频宽带宽的一半提高短波波段的利用率SSB波的选择性衰落现象小7.

SSB调制缺点：接收端需恢复被抑制的载波频率，对收、发通信机的本振频率稳定度要求高。SSB调制电路实现模型相乘滤波法移相合成法难点：

滤波问题。调制信号通常为音频基带信号，调制后两边带相距很近，对边带滤波器的要求较高.见教材P169。解决方法：多次相乘滤波;移相合成法7.

SSB调制一、相乘滤波法:相乘滤波法SSB调制模型SSB调制的二次相乘滤波法框图二次相乘滤波法: 经过两次相乘调制后，两个边带相对距离加宽，降低了对边带滤波器的要求.上边带：f1+f2+F；下边带：f1-f2-F上下边带的距离：2（f2+F）移相合成法SSB调制电路模型二、移相合成法实现SSB:

体会：合成器采用减法电路，抵消下边带，取出上边带；采用加法电路，抵消上边带，取出下边带。合成器输出：移相滤波合成法（了解内容，补充内容）二次相乘滤波+移相合成法第一相乘的两个相乘器输出：移相滤波合成法SSB调制电路模型u1(t)u2(t)低通滤波器滤除上边带,输出下边带:u3(t)u4(t)第二次相乘两个相乘器的输出:最后由合成电路减法器抵消下边带,取出上边带实现SSB调制。u5(t)u6(t)目标：从振幅受调制的高频信号中还原出原调制的信号。前言：检波概述5.4振幅检波电路检波器的组成部分5.4振幅检波电路检波的分类二极管检波器三极管检波器检波器件信号大小小信号检波器大信号检波器工作特点包络检波器同步检波器5.4振幅检波电路包络检波:是指检波器输出电压与输入已调波的包络成正比的检波方法。这种方法只适用于AM波。同步检波:是本地载波和发送载波必须保持同频同相，即完全同步的检波方法。它对于AM、DSB、SSB、VSB都适用，但解调AM信号比包络检波复杂。5.4振幅检波电路非线性电路低通滤波器从已调波中检出包络信息，只适用于AM信号

输入AM信号检出包络信息5.4.2二极管包络检波（重点掌握内容)5.4振幅检波电路一、

大信号包络检波的工作原理(2)工作原理分析

当输入信号ui(t)为调幅波时，那么载波正半周时二极管正向导通，输入高频电压通过二极管对电容C充电，充电时间常数为rdC。因为rdC较小，充电很快，电容上电压建立的很快,输出电压uo(t)很快增长。

ui(t)达到峰值开始下降以后，随着ui(t)的下降，当ui(t)=

uo(t)，即uD=

ui-uo=0时，二极管VD截止。C把导通期间储存的电荷通过R放电。因放电时常数RC较大，放电较缓慢。

检波器的有用输出电压：

uo(t)=uΩ(t)+UDCUDCuΩ(t)tuo(t)Δucui(t)uo(t)

ui(t)与uo(t)t+

uD

-+-uo+-ui+-uiVDRCui+-Crdi放Rui+-Crd+-uo+-i充检波器的实际输出电压为：uo(t)+Δuc=

uΩ(t)+UDC+Δuc当电路元件选择正确时，高频纹波电压Δuc很小，可以忽略，输出电压为：

uo(t)=uΩ(t)+UDC包含了直流及低频调制分量。

图(a)：电容Cd的隔直作用，直流分量UDC被隔离，输出信号为解调恢复后的原调制信号uΩ，一般常作为接收机的检波电路。图(b)：电容Cφ的旁路作用，交流分量uΩ(t)被电容Cφ旁路，输出信号为直流分量UDC，一般可作为自动增益控制信号（AGC信号）的检测电路。

UDCuΩ(t)Δuctuo(t)ui(t)uo(t)

ui(t)与uo(t)t

峰值包络检波器的应用型输出电路:

+-UDC（b）ui+-CVDRφRCφ+-uoui+-CVDRL+-uΩRCd+UDC

-+-uo（a）注意：检波二极管通常采用导通电压和导通电阻rd小的锗管。关键：电容的充电时间rdC<<电容的放电时间RC,从而保证检波信号能充分跟踪包络。考虑了耦合电容Cc和低放输入电阻RL后的检波电路充电放电二极管峰值包络检波器1)电压传输系数(检波效率)定义：二、主要性能指标注意：

电压传输系数(检波效率)ηd的含义ηd越大，表示电路的检波能力越强。实际总是希望越大越好在工程上ηd按0.5~0.9来估算2)等效输入电阻Ri讨论背景：包络检波一般是作为超外差接收机中频放大器的负载，其等效输入电阻必然会影响回路前一级的选频特性+-uo中放末级RsVDRCsCLsisRid+-ui检波器输入端口的高频功率：2RUi2im忽略二极管上的能量损耗，由能量守恒定律可知：全部转换为输出端负载电阻R上消耗的功率：

2RUim»2RUi2im所以

结论：Ri越大对前一级中放的影响越小。

产生的失真主要有：①惰性失真；②负峰切割失真；③非线性失真；④频率失真。

如果检波电路的时间常数RC太大，当调幅波包络朝较低值变化时，电容上的电荷来不及释放以跟踪其变化，所造成的失真称作惰性失真。①惰性失真(对角线切割失真)三、检波器的失真

结论：

调制波往往是由多个频率成分组成，即Ω=Ωmin～Ωmax。为了保证不产生失真，必须满足:

或②负峰切割失真(底边切割失真)

隔直电容Cc数值很大，可认为它对调制频率Ω交流短路，电路达到稳态时，其两端电压VC≈Vim(直流分量)。

失真最可能在包络的负半周发生。假定二极管截止，Cc将通过R和RL缓慢放电，相对于高频载波一个周期内，其电压VC≈Vim将在R和RL上分压。直流负载电阻R上的电压为包络检波的失真②负峰切割失真Vim（1-m）V

imV

RVRVRV

RV

RV

R包络检波的失真一、模拟乘法器同步检波（对双、单边带调幅波的解调）注意：由于双边带和单边带的包络已经不能反映调制信号的规律，它不属于包络检波。5.4.3同步检波电路ui(t)uL(t)u(t)u0(t)模拟乘法器低通滤波器uL(t)：与调制信号的载波信号同频同相的本地参考信号，也叫同步信号。uL(t)=ULmcos（ωct）ui(t):已调波（双边带或者单边带）XY后接低通滤波器滤掉高频成分，即可得到调制信号调制分量5.4.3同步检波电路同步检波无失真的关键是产生与载波信号的同步本振信号。高频分量同步检波的优点（补充内容）①检波的线性好。只要Ø一定，输出低频信号的幅度正比于输入信号的幅度Uim与cos

Ø的积。②有利用提高接收系统的稳定性。由于乘法器的输出中不包含载波分量，因此，用乘法器做接收集中的同步解调可避免检波电路中残留载波分量对中级放大器产生寄生反馈。5.4.3同步检波电路超外差式接收机框图

回忆：混频器在通信系统中的地位5.5混频电路应用：●

超外差接收机的关键部件●通信、卫星通信系统●频率合成器、频谱分析仪⊙常用的中频数值调幅收音机：465（455）kHz调频收音机：10.7MHz微波接收机、卫星接收机：70MHz或140MHz其他：500kHz、1MHz、1.5MHz、4.3MHz、5MHz、 21.4MHz、30MHz⊙5.5混频电路由于设计和制作工作频率较原载频低的固定中频放大器比较容易,且增益高,选择性好,所以采用混频方式可大大提高接收机的性能并使接收机的设备大大简化。问题：为什么一定要进行混频？三极管混频器场效应管混频器二极管平衡混频器二极管环形混频器集成模拟混频器⊙混频器的类型5.5混频电路一、混频器的作用fi=fl-fc

叫低中频，→本振信号fl=fi+fc

fi=fl+fc叫高中频，→本振信号fl=fi-fc

一般低中频方式较多采用。本质：利用非线性器件产生所需要的新的频率分量。强调：混频器的特点

1.输出是中频为fI的已调波信号uI(t)。通常取fI=fL-fc。以输入是普通调幅信号为例,若us(t)=Ucm［1+mauΩ(t)］cos2πfct,本振信号为uL(t)=ULmcos2πfLt,则输出中频调幅信号为uI(t)=UIm［1+mauΩ(t)］cos2πfIt。可见,调幅信号频谱从中心频率为fc处平移到中心频率为fI处,频谱宽度不变,

包络形状不变，故混频也属于频谱线性变换技术。

2.混频电路的输入输出均为高频已调波信号。由前几节的讨论可知,调幅电路是将低频调制信号搬移到高频段,检波电路是将高频已调波信号搬移到低频段,而混频电路则是将已调波信号从一个高频段搬移到另一个高频段。强调：混频器的特点

3.混频电路通常位于接收机前端,不但输入已调波信号很小,而且若外来高频干扰信号能够通过混频电路之前的选频网络,则也可能进入混频电路。4.混频电路中的非线性器件对于实现频谱搬移这一功能是必不可少的。但是另一方面,其非线性特性不但会产生许多无用的组合频率分量,给接收机带来干扰,而且会使中频分量的振幅受到干扰,这两类干扰统称为混频干扰。它们都会使有用信号产生失真。由于以上两个特点,混频电路的干扰来源比其它非线性电路要多一些。分析这些干扰产生的具体原因,提出减小或避免干扰的措施,是混频电路讨论中的一个关键问题。

差频分量和频分量可得到：uL(t)uS(t)uO(t)uI(t)带通滤波器XY本振信号高频已调制信号中频已调制信号Km5.5.3模拟乘法器实现混频uS(t)=Ucm(1+macosΩt)cosωctuL(t)=ULmcosωLtuO(t)=Km

uS(t)uL(t)

和频分量差频分量uL(t)uS(t)uO(t)XYKmuI(t)带通滤波器集成混频器采用MC1596双差分对模拟相乘器构成的混频器滤波器

5.5.4混频的干扰与失真组合频率干扰信号（或其谐波）本身fS与本振fL的各次谐波形成的组合干扰。与外来干扰无关。副波道干扰（寄生通道干扰）外来干扰信号fn（或其谐波）与本振频率fL（或其谐波）产生的组合干扰。交调干扰交调——外来干扰信号与信号频率fS

同时加入到输入端 时，由混频管非线性特性产生的交叉调制干扰,与本振无关。互调干扰互调——外来干扰信号互相形成的互相调制干扰,与本振有关。1.混频干扰的种类：2．产生混频器干扰的原因

混频电路的输入除了载频为fc的已调波信号us和频率为fL的本振信号uL之外,

还可能有从天线进来的外来干扰信号。外来干扰信号包括其它发射机发出的已调波信号和各种噪声。假定有两个外来干扰信号un1和un2,设其频率分别为fn1和fn2。us、uL和un1、un2以下分别简称为信号、本振和外来干扰。假定混频电路中的非线性器件为晶体管,其转移特性为:

i=a0+a1u+a2u2+a3u3+a4u4+…

u=us+uL+un1+un2

=Uscos22πfct+ULcos2πfLt+Un1cos2πfn1t+Un2cos2πfn2t2．产生混频器干扰的原因晶体管输出的所有组合频率分量为:

f=|±pfL±qfc±rfn1±sfn2|,p、q、r、s=0,1,2,…

在这些组合频率分量中,只有p=q=1,r=s=0对应的频率分量fI=fL-fc才是有用的中频,其余均是无用分量。若其中某些无用组合频率分量刚好位于中频附近,能够顺利通过混频器内中心频率为fI的带通滤波器,就可以经中放、检波后对有用解调信号进行干扰,产生失真。另外,由幂级数分析法可知,p、q、r、s值越小所对应的组合频率分量的振幅越大,相应的无用组合频率分量产生的干扰就越大。3．干扰信号的干扰途径①直接从接收天线进入形成干扰②由高放的非线性形成干扰③由混频器自身的非线性形成干扰④由本振信号的高次谐波产生干扰信号4．四种混频干扰1）

组合频率干扰

产生原因：

若信号和本振产生的组合频率分量满足

|±pfL±qfc|=fI±F

式中F为音频,

则此组合频率分量若与中频fI比较接近能够产生干扰。以音频调幅信号为例,对混频干扰的几种不同形式和来源进行讨论,最后给出了解决措施。

例如,当fc=931kHz,fL=1396kHz,fI=465kHz时,对应于p=1,q=2的组合频率分量为:|1396-2×931|=466(kHz)=465(kHz)+1(kHz)466kHz的无用频率分量在通过中放后,与中频为465kHz的调幅信号一起进入检波器中的非线性器件,会产生1kHz的差拍干扰,经扬声器输出后类似于哨声,故称这种干扰为干扰哨声。可见：p、q越小，影响越大。措施：uLm取小些、usm取小些、合理选择中频。见教材：P1922）副波道干扰（寄生通道干扰）概念外来干扰信号fn（或其n次谐波）与本振信号频率fL的m次谐波产生符合式子nfn±mfL=±fI

即

的差拍时，形成变频干扰。表现为串台、哨叫声。分类：中频干扰（一阶干扰）镜频干扰（二阶干扰）组合副波道干扰①中频干扰（一阶干扰）的抑制方法：提高前端电路的选择性，增强对中频信号的抑制，如设置中频陷波器；合理选择中频数值，中频选在工作波段之外，如采用高中频方式。２）副波道干扰

最强的两种干扰⒈中频干扰当p=0、q=1时，fN=fIm=1，n=1，

fn=fL+fI抑制方法：提高变频器前端电路的选择性，提高中频频率，以降低加到变频器输入端的镜像电压值。可采用高中频方案。Lnfc=fL—fI，即干扰信号fN

与载频信号fc形成镜像关系。例：信号频率fS

=580kHz，接收机中频fI

=465kHz。若一个干扰信号fn=1510kHz窜入混频器输入端，则fn–fS

=(1510-1045)kHz=465kHz，因此可以同时听到两个电台的声音。则：本振信号频率

fL

=580kHz+465kHz=1045KHZ。②镜像（频）干扰（二阶干扰）③组合副波道干扰抑制方法：提高前端电路的选择性和提高中频数值；选择合适的变频电路；合理地选择变频管的工作状态。例：信号频率fS=660kHz，fL=1125kHz，fI=465kHz对应的m=n=2的组合干扰频率为fn1=1357.5kHz→2×1357.5-2×1125=465；fn2=892.5kHz→

2×1125-2×892.5=

465kHz

对应的