基于uc3843控制器的单端反激式开关电源的设计与实现

基于uc3843控制器的单端反激式开关电源的设计与实现

半导体技术了迅速发展并不断发展电源是一种高频电源变换电路。通过直流反演，可以有效地产生高很快的直流电压，可以调整道路和道路。半导体技术高速发展所提供的高反压快速开关晶体管使无工频变压器的开关电源迅速实用化,而半导体技术的迅速发展又为开关电源控制电路的集成开关控制器奠定了基础,适用各类开关电源控制电路的集成开关控制器应时而生,并迅速发展,克服了以往采用分离元件控制电路的许多弊端,现在设计的开关电源大部分都采用集成开关控制器,其中Unitrode公司生产的UC3843可编程PWM控制器在实际设计中得到了广泛应用。1复合误差放大器UC3843是一种单端输出电流控制型电路,其最大的优点是外接元器件极少,外电路装配非常简单,其原理方框图如图1所示,它有两个控制闭合环路,一个是输出电压反馈回误差放大器,用于同基准电压比较后产生误差电压;另一个是电感(变压器初级)中电流在反馈电阻(RS)上产生的电压与误差电压进行比较产生调制脉冲的脉宽,这些都是在时钟所限定的固定频率下工作。由于误差信号实际控制着峰值电感电流,故称其为电流型脉宽调制器,其优点如下:1)线性调整率(电压调整率)非常好,可达0.01%/V。这是由于输入电压的变化立即反映为电感电流的变化,它不经过任何误差放大器就能在比较器中改变输出脉冲宽度,再加一级输出电压U0至误差放大器控制,能够使线性调整率更好。2)明显改善了负载调整率。因为误差放大器可专门用于控制由于负载变化造成的输出电压变化。3)误差放大器的外补偿电路简化,稳定度提高并改善了频响,这时由于在RS上检测出的峰值电流能代表平均电流,整个电路可看作一个误差电压控制源,变换器(误差放大器)由双极点变为高极点。4)简化了过流保护电路(电流限制电路)。由于RS上感应出点峰电感电流,所以自然形成逐个脉冲限流电路,只要RS上电平达到1V,脉宽调制器就立即关闭,而这种峰值电感感应检测技术可以灵敏地精确地限制输出的最大电流。UC3843设有欠压锁定电路,其开启电压为8.4V,关闭阀值为7.6V,UC3843的电源可以由高压直流电通过一个降压电阻RIN来提供,0.8V的启动关闭的差值电压可有效地防止电路在阀值电压附近工作时的振荡。在UC3843的输入端设有一个34V齐纳管,保证其内部电路绝对在34V以下工作,防止可能高压带来的损坏,5V的基准电压由8脚引出,基准电压再降至2.5V,为误差放大器的同相输入端提供基准。5V的基准电压同时作内部各部分电路的电源。UC3843的输出为图腾式,输出给开关管的平均电流为±200mA,最大峰值电流可达±1A,输出低电平电压为1.5V,输出高电平电压为13.5V,故适宜驱动晶体管或MOSFET管。UC3843内设置有PWM锁存器,可保证输出端在每一振荡周期内仅出现一个单控制脉冲,防止噪声干扰和功率管的超功耗。2交流本路电路设计我们设计的开关电源为多路输出的开关电源,共有11路输出,分别为3路±7V/1A,1路±7V/2A,1路+7V/2A,2路+12V/0.2A。输入电压为直接将380V三相交流电整流得到的直流电。设计原理电路图如图2所示。设计开关频率为10K。2.1撞击电阻的确定设计要求当直流电压升至200V时电源起动,一般反馈电压为11V,驱动电流为0.5mA,取样电阻所需电流为0.44mA,因此起动电阻为:R3=200−110.44+0.5=202.1kΩR3=200-110.44+0.5=202.1kΩ,选定200kΩ。2.2磁芯的截面积计算高频变压器的设计是设计中的核心工作。根据文献给出的功率与尺寸的关系,选用铁芯型号,铁芯选用Mn-Zn铁氧体,材料为R2KD。设计电源的最大占空比为0.45,工作频率为10kHz,效率为75%,求得变压器铁芯的截面积Sc为1.54cm2,综合其他条件,选择EC42型磁芯。变压器的初级线圈的匝数可由初级电感LP、满载时的峰值电流IP,计算出初级线圈应该储存的能量,然后计算出初级线圈的安匝数后求出初级线圈的匝数。设计变压器初级绕组的匝数为:NP=95匝,根据公式:NS=NP(U0+Uf)⋅(1−Dmax)Uimin⋅DmaxΝS=ΝΡ(U0+Uf)⋅(1-Dmax)Uimin⋅Dmax设计其余各线圈的匝数,其中U0为设计输出电压,Uf为整流电压降,Uimin为最小输入电压,Dmax为最大占空比,计算各输出绕组的匝数分别为:N7V=10匝N12V=16匝若反馈电压取为10V,由于其整流侧有两个二极管,则Nf=16匝。2.3功率管的选用由于设计要求输入电压为150V～450V能够正常使用,因此,三相交流电整流后的输入电压范围为200V～620V,由于反电势为120V,线圈漏感造成的尖峰电压为100V,故功率管需要承受的最大电压为620+120+100=840V,在此选用MTH6N100型MOSFET管,其耐压为1000V,电流为6A,可以满足要求,且有较大的电压裕度。2.4电容参数的影响在电路图中,D15、C19、R12组成的缓冲网络,可以防止功率MOSFET管关断过程中承受大反压。通过计算,C19电容参数应为2.2nF/800V,R12电阻参数为2.7kΩ/2W,D15快速恢复二极管的参数与MOSFET相同,选用FR3030。由D14、C18、R9组成的缓冲电路用于限制高频变压器漏感造成的尖峰电压,通过计算,C18的参数30nF/800V,R9的参数为4.2kΩ/4W,D14也选用FR3030快速恢复二极管。2.5特性电流输出设计二次绕组侧整流二极管,对于较小电流,一般选用快速恢复二极管,二极管承受的电压为UDR=U0/D,当最大输入电压时,D一般为0.2,因此7V输出整流二极管电压为35V,12V输出整流二极管电压为60V。因此1A电流输出选用FR151,其额定电流为1.5A,额定电压为100V;2A电流输出由于考虑散热因素,选用带散热器式二极管选用MA690,其电流为6A,电压为90V。对于0.2A输出及反馈用二极管可选用FR101,其额定电流为1A,额定电压为100V。滤波电容可视输出对纹波电压的要求来决定,一般可按每安培1000μF电解电容来选择,故输出1A电流选用1000μF/25V,输出2A电流选用2200μF/25V电解电容,输出0.2A电流可选用470μF/50V电解电容。2.6限制噪声的措施开关电源的最大缺点是容易产生噪声,在设计时必须采取措施来抑制噪声,主要应从两个部位入手:产生噪声的部位和传播噪声的部位。2.6.1噪声源的控制和消除①必须尽量采用反向恢复时间短的快速恢复二极管;②在MOSFET管的源极S与漏极D之间并联RCD网络;2.6.2影响噪声传播mosfi和管子的屏蔽在MOSFET管和二极管与散热器的接触部分中间放入绝缘金属板;静电屏蔽变压器的设计要求变压器泄漏的磁通小,线圈间的层间电容量小,在设计变压器时,应减小空隙,选用理想的衬垫,线圈间进行静电屏蔽,在变压器的外围用铜箔带卷好。3开关性能测试3.1效率低下测试条件:输入端加～380V(即整流后直流为520V),负载为满载。3.2输入电压发生变化后，输出电压变化由上述的测试结