全差分运算放大器设计说明

./全差分运算放大器设计岳生生〔6设计指标以上华0.6umCMOS工艺设计一个全差分运算放大器,设计指标如下：直流增益：>80dB单位增益带宽：>50MHz负载电容：＝5pF相位裕量：>60度增益裕量：>12dB差分压摆率：>200V/us共模电压：2.5V<VDD=5V>差分输入摆幅：>±4V运放结构选择运算放大器的结构重要有三种：〔a简单两级运放,two-stage。如图2所示；〔b折叠共源共栅,folded-cascode。如图3所示；〔c共源共栅,telescopic。如图1的前级所示。本次设计的运算放大器的设计指标要求差分输出幅度为±4V,即输出端的所有NMOS管的之和小于0.5V,输出端的所有PMOS管的之和也必须小于0.5V。对于单级的折叠共源共栅和直接共源共栅两种结构,都比较难达到该要求,因此我们采用两级运算放大器结构。另外,简单的两级运放的直流增益比较小,因此我们采用共源共栅的输入级结构。考虑到折叠共源共栅输入级结构的功耗比较大,故我们选择直接共源共栅的输入级,最后选择如图1所示的运放结构。两级运算放大器设计必须保证运放的稳定性,我们用Miller补偿或Cascode补偿技术来进行零极点补偿。性能指标分析差分直流增益<Adm>80db>该运算放大器存在两级：〔1、Cascode级增大直流增益〔M1-M8;〔2、共源放大器〔M9-M12第一级增益第二级增益整个运算放大器的增益：差分压摆率〔>200V/us转换速率〔slewrate是大信号输入时,电流输出的最大驱动能力。定义转换速率SR：1、输入级：单位增益带宽,可以得到所以其中因此提高两级运算放大器转换速率的可以尽可能增大管子M1的有效电压。2、输出级：该运算放大器的转换速率静态功耗：该运放没有功耗指标,这里我们以15mW为例简单分析。运放的静态功耗静态功耗确定了整个电路的静态电流最大值：我们将该电流分配到电路的不同地方。例如,100ua给偏置电路,2900ua归两级放大电路。相位裕度>60度,单位增益带宽>40MHz假设运放只有两个极点P1、P2。〔实际上,会有更多的极点,同时还会在右半平面或者左半平面的零点。由于密勒补偿电容Cc的存在,P1和P2将会分开很远。假设,这样在单位增益带宽频率处第一极点引入-90度相移,整个相位裕度是60度。所以第二极点在单位增益带宽频率处的相移为-30度。另外,主极点,开环增益为得到高的单位增益带宽,应该使非主极点最大化。共模负反馈：CMFB对于全差分运放,为了稳定输出共模电压,应加入共模负反馈电路。在设计输出平衡的全差分运算放大器的时候,必须考虑到以下几点：共模负反馈的开环直流增益要求足够大,最好能够于差分开环直流增益相当；共模负反馈的单位增益带宽也要求足够大,最好接近差分单位增益带宽；为了确保共模负反馈的稳定,一般情况下要求进行共模回路补偿；共模信号监测器要求具有很好的线性特性；共模负反馈与差模信号无关,即使差模信号通路是关断的。该运算放大采用连续时间方式〔Continuous-TimeApproach来实现共模负反馈功能。如图4所示。该结构共用了共模放大器和差模放大器的输入级中电流镜及输出负载。这样,一方面降低了功耗；另一方面保证共模放大器与差模放大器在交流特性上保持一致。因为共模放大器的输出级与差模放大器的输出级可以完全共用,电容补偿电路也一样。只要差模放大器频率特性是稳定的,则共模负反馈也是稳定的。这种共模负反馈电路使得全差分运算放大器可以像单端输出的运算放大器一样设计,而不用考虑共模负反馈电路对全差分放大器的影响。电压偏置电路：宽摆幅电流源〔如图5所示在共源共栅输入级中需要三个电压偏置,为了使得输入级的动态围大一些,图中的宽摆幅电流源来产生所需要的三个偏置电压。根据宽摆幅电流源的设计要求,必须满足：Miller补偿电阻电阻Rc可以单独用来控制零点的位置,主要有以下几种方法：将零点搬移到无穷远处,消除零点,Rc必须等于。把零点从右半平面移动到左半平面,并且落在第二极点上。这样,输出负载电容引起的极点就去除了。这样做必须满足以下条件：得到电阻值为把零点从右半平面移动到左半平面,并且使其稍微大于单位增益带宽频率。比如超过20％因为得到电阻值为手工计算在0.6um工艺库文件中得到工艺参数：确定Miller补偿电容为了保证相位裕量有60度,我们要求第二极点和零点满足以下两个条件：则,.这里,我们取Cc＝2PF。确定两级放大器中的工作电流共模负反馈的输入端电流与差模输入端相同,因此输入级的工作电流由于有一些寄生电容,预留一些余量,我们取,则。输出级工作电流为,。同样,由于一些寄生电容,预留一些余量取。计算放大管的跨导根据全差分SlewRate要求,M1管的有效电压,M2管的跨导根据第二极点是单位增益带宽的两倍,M9管的跨导。取,M9管的有效电压电流源偏置管和Cascode管的尺寸假定电流源偏置管M13、M11、M12、M7和M8,和Cascode管M3-M6的有效电压Veff＝0.3V,这样可以计算出所有管子的尺寸参数。假定,则M11-M12管子的有效电压,假定,则假定,则假定,则Cascode管M3的跨导为,Miller补偿电阻Rc的确定我们将零点从右半平面移到左半平面,并且使其为单位增益带宽频率的1.2倍,则偏置电路的管子尺寸根据所有MOS的有效电压,我们可以计算出配置电压Vb1－Vb4的值。偏置电流Ibias=25uA,计算可以得到MB1-MB12管的尺寸为,共模负反馈的管子尺寸共模反馈放大器输入级与差模放大器输入级相匹配,直流工作电流相同。为了提高增益也采用Cascode结构,因此管子尺寸为,开环增益的确定假设NMOS管与PMOS管的相等,得到HSPICE仿真配置电路的DC工作点分析。部分网表：VDDVDD0DC5X1VDD0vb1vb2vb3SOURCE_B.SUBCKTSOURCE_B90vb1vb2vb3MB11100 CMOSNL=2UW=10UMB22100 CMOSNL=2UW=10UMB3vb2100 CMOSNL=2UW=10UMB42299 CMOSPL=1UW=2.5UMB5vb1244 CMOSPL=1UW=10UMB66255 CMOSPL=1UW=10UMB74vb199 CMOSPL=1UW=10UMB85vb199 CMOSPL=1UW=10UMB9vb2vb2vb1vb1 CMOSPL=1UW=10UMB106vb370 CMOSNL=2UW=10UMB117600 CMOSNL=2UW=10UMB12vb3vb300 CMOSNL=2UW=2.5UMB13vb3288 CMOSPL=1UW=10UMB148vb199 CMOSPL=1UW=10UIbias91dc25u.ENDS观察其.lis如下：观察到mb11管子处于Linear区。要使mb11处于饱和区有三种方法：I、根据：在电流不变的情况下,增大比,从而减小使管子进入饱和区。但这样破坏了宽摆幅的条件,因此得不到宽摆幅输出。II、其它不变,减小,从而减小使管子进入饱和区。III、上面两种方法都是减小使管子进入饱和区的,同样我们可以用增大的方法来使管子进入饱和区。减小比,在流过mb12管子的电流不变的情况下,增大了,从而提高了mb10管子的栅极电压。因为流过mb10管子的电流不变,其宽长比也没变,所以不变,从而增大了使管子进入饱和区。本次设计采用减小比的方法。取。修改后仿真结果如下所示：放大器DC工作点与AC特性分析根据手工计算的结果,编写输入网表,在输入端为2.5V共模电压的情况下,进行直流工作点的分析,对某些管子进行修改和调整。手工计算和HSPICE仿真的管子尺寸及相关参数如下表1所示。表1、管子尺寸、工作电流和有效电压MOS管W/L〔计算值IdsVeffW/L〔仿真IdsVeffM1、M2、M786u/2u269uA0.624V100u/3u245uA0.629VM3、M4129u/1u404uA0.372V200u/1u368uA0.285VM5、M660u/1u404uA0.304V60u/1u368uA0.290VM7、M860u/1u403uA0.325V60u/1u368uA0.301VM9、M10100u/1u1.4mA0.456V100u/1u927uA0.355VM11、M12390u/1u1.4mA0.400V260u/1u927uA0.399VM13、M14174u/1u538uA0.389V51u/3u490uA0.388VM15、M1643u/2u135uA0.627V51u/3u123uA0.626VM1886u/1u267uA0.370V133u/1u244uA0.284VM1940u/1u267uA0.305V40u/1u244uA0.290VM2040u/1u267uA0.324V40u/1u244uA0.301VMB1、MB2、MB310u/2u25uA0.276V10u/2u25uA0.276VMB42.5u/1u26uA0.854V2.8u/1u26.4uA0.790VMB5、MB6、MB1310u/1u25.8uA0.363V10u/1u25uA0.356VMB7、MB8、MB1410u/1u25.8uA0.376V10u/1u25uA0.374VMB910u/1u25.8uA0.354V1.3u/1u25uA1.34VMB105u/1u26uA0.274V5u/1u25.5uA0.270VMB115u/1u26uA0.288V5u/1u25.5uA0.280VMB121.25u/1u26uA0.684V1u/1u25.45uA0.785V调整后,放大器的功耗为14.8mW。I、AC特性图,如下图6所示：图6、AC特性图由图6可知：直流增益：80dB；单位增益带宽：74.5MHz；相位裕度：80度；II、阶跃特性放大器摆率如下图7所示。图7、压摆率由图7知道,放大器的开环压摆率为：236.6V/us。以下是最终的收入网表Telescopicopamp.optionpost=2numdgt=7tnom=27.libE:\yss133\cmos_emulate\cmos_lib\CSMC_HJ_06UM_CMOS.LIBTTVDDvdd0DC5CL1Vop05pCL2Von05pV1Vcm02.5V2Vinn0dc2.5V3Vinp0dc2.5ac1*pwl<0010n010.1n5100n5200n5200.1n0300n0>X1VDDvb1vb2vb3SOURCE_BX2vddvb1vb2vb3VcmVinpVinnVopVonCASCODE_AMP.SUBCKTSOURCE_B9vb1vb2vb3MB11100 CMOSNL=2UW=10UMB22100 CMOSNL=2UW=10UMB3vb2100 CMOSNL=2UW=10UMB42299 CMOSPL=1UW=2.8UMB5vb1244 CMOSPL=1UW=10UMB66255 CMOSPL=1UW=10UMB74vb199 CMOSPL=1UW=10UMB85vb199 CMOSPL=1UW=10UMB9vb2vb2vb1vb1 CMOSPL=1UW=1.3UMB106vb370 CMOSNL=1UW=5UMB117600 CMOSNL=1UW=5UMB12vb3vb300 CMOSNL=1UW=1UMB13vb3288 CMOSPL=1UW=10UMB148vb199 CMOSPL=1UW=10UIbias91dc25u.ENDSSOURCE_B.SUBCKTCASCODE_AMP1vb1vb2vb3VcmVinpVinnVopVonM13Vinp22 CMOSPL=3UW=100UM24Vinn22 CMOSPL=3UW=100UM35vb233 CMOSPL=1UW=200UM46vb244 CMOSPL=1UW=200UM55vb370 CMOSNL=1UW=60UM66vb380 CMOSNL=1UW=60UM77vcmfb00 CMOSNL=1UW=60UM88vcmfb00 CMOSNL=1UW=60UM9Vop500 CMOSNL=1UW=100UM10Von600 CMOSNL=1UW=100UM11Vopvb111 CMOSPL=1UW=260UM12Vonvb111 CMOSPL=1UW=260UM132vb111 CMOSPL=1UW=160UM1410vb111 CMOSPL=1UW=160UM153Vcm1010 CMOSPL=3UW=51UM164Vcm1010 CMOSPL=3UW=51UM171191010 CMOSPL=3UW=100UM18vcmfbvb21111 CMOSPL=1UW=133UM19vcmfbvb3130 CMOSNL=1UW=40UM2013vcmfb00 CMOSNL=1UW=40UC1Vop141pC2Von151pC3Vop91pC4Von91pR11452.8kR21562.8kR39Vop40kR49Von40k.ENDSCASCODE_AMP.OP.acdec1001001g.printacvdb<Vop>vp<Vop>*.tran1n300n*.printtranv<vop>.end电路仿真调整时,一些问题的解决。I、在整个调试中,我发现telescopic式放大器的偏置电压很关键,但是发现Vb2手算电压为2.1v,设计偏置电路时,得到的结果也和2.1v很接近。但放大器上的Vb2电压却应该比2.1v小都多才有宜提高直流增益和单位增益带宽,最后调整MB9为W/L=1.3u/1u使Vb2下降到1.235v。经过对数据的比较分析得到,对于第一级增益,,根据公式,在,当Vb2下降,M5的源极电压也要下降来维持不变,就增大,减小,此时会增大,但减小量比增大量多,并且、几乎不变。因此增大了值。对于第二级增益,,当