一种单相z源三电平中点钳位逆变器的svpwm控制

一种单相z源三电平中点钳位逆变器的svpwm控制

0基于空向矢量脉宽调制策略的z源三电平nb型变压器为了克服传统电压源多波形压缩性的缺点，提出了一种三模中点锁定器（rcs-u，pd）的逆变量。它由2个独立的直流电源、双Z源网络和传统三相三电平NPC逆变电路组成,但其电路拓扑存在所需储能元件过多的缺点。为了解决这一问题,文献提出了一种基于空向矢量脉宽调制(SpaceVectorPWM,SVPWM)策略的Z源三电平NPC型逆变器。其电路拓扑只需单个输入电源和单个Z源网络,但存在直流侧分压电容的中点电位平衡问题。文献提出了一种单相三电平NPC逆变器的SVPWM方法。本文借鉴该方法将其进行改进,并结合Z源网络和单相三电平NPC逆变器,得到了单相Z源三电平NPC逆变器的SVPWM方法,且通过采取调整正、负小矢量的作用时间,有效地解决了直流侧中点电位的平衡问题。1z源网络电压单相Z源三电平NPC逆变器拓扑电路如图1所示。图1中,udc为直流侧电源电压,2个分压电容容量相等,即C1=C2=C。假设每个电容的电压都等于udc/2,N为中点;二极管VD1、VD2在逆变器桥臂直通时起反向阻断作用;电感L1、L2和电容C1、C2接成类X形,构成Z源网络;ui为Z源网络输出电压。根据Z源网络的对称性(L1=L2=L、C1=C2=C,可得C1、C2、L1、L2两端的电压为{uC1=uC2=uCuL1=uL2=uL{uC1=uC2=uCuL1=uL2=uL(1)单相Z源三电平逆变器需引入直通状态,且不能影响输出电压的伏秒平衡。根据该原则,单相Z源三电平逆变器的工作状态可分为4种情况,各状态等效电路如图2所示。(1)求解u3000u3000u3000u3000u3000u3000u3000u3000u3000u3000u3000u3000u3000u3000u3000u3000u3000u3000u3000u3000u3000u3000ues二极管VD1、VD2导通,逆变桥和负载等效为2个电流源。根据基尔霍夫电压定律可得{uC+uL=udcui=uC-uL=2uC-udcu(+Ν)=ui/2,uΝ=0,u(-Ν)=-ui/2⎧⎩⎨⎪⎪uC+uL=udcui=uC−uL=2uC−udcu(+N)=ui/2,uN=0,u(−N)=−ui/2(2)(2)极管vd2受反压当逆变器左侧桥臂的上面3个开关管同时导通时,逆变器进入上直通状态,此时二极管VD1承受正向电压导通,二极管VD2承受反向电压截止。根据基尔霍夫电压定律可得{uL=u1=u2=udc/2ui=uC-uL=uC-udc/2u(+Ν)=uΝ=0,u(-Ν)=-ui=udc/2-uC⎧⎩⎨⎪⎪uL=u1=u2=udc/2ui=uC−uL=uC−udc/2u(+N)=uN=0,u(−N)=−ui=udc/2−uC(3)(3)管vd1td1抗反压当逆变器左侧桥臂的下面3个开关管同时导通时,逆变器进入下直通状态,此时二极管VD2承受正向电压导通,二极管VD1承受反向电压截止。根据基尔霍夫电压定律可得{uL=us1=us2=udc/2ui=uC-uL=uC-udc/2u(-Ν)=uΝ=0,u(+Ν)=ui=uC-udc/2⎧⎩⎨⎪⎪uL=us1=us2=udc/2ui=uC−uL=uC−udc/2u(−N)=uN=0,u(+N)=ui=uC−udc/2(4)(4)z源三电平交流电压当逆变器左侧桥臂的4个开关管同时导通时,逆变器进入全直通状态,此时二极管VD1、VD2都承受反向电压而截止。根据基尔霍夫电压定律,可得{uL=uCu(+Ν)=u(-Ν)=uΝ=0{uL=uCu(+N)=u(−N)=uN=0(5)对于以上4种工作状态,在一个开关周期T内有以下2种不同的组合:①若在某次开关周期T内,逆变器开关状态是非直通状态和上、下直通状态的组合,且上、下直通的时间TUS、TLS相等,用TS1统一表示TUS=TLS=TS1(6)根据式(2)、式(3)、式(4)和式(6),在一个开关周期T内应用状态空间平均法,可得uC=udc(1-ΤS1/Τ)1-2ΤS1/ΤuC=udc(1−TS1/T)1−2TS1/T(7)将式(7)分别代入式(2)～式(4)得ui={udc(1-2ΤS1/Τ)非直通状态udc/2(1-2ΤS1/Τ)上/下直通状态(8)②若在某次开关周期T内,逆变器开关状态是非直通状态和全直通状态的组合,且全直通时间为TS2,根据式(2)、式(5)、式(6)在一个开关周期T内应用状态空间平均法,可得uC=udc(1-ΤS2/Τ)1-2ΤS2/Τ(9)将式(9)代入式(2),得此种开关状态组合下非直通状态时为ui=udc1-2ΤS2/Τ(10)如果在2种开关状态组合下,上、下直通时间等于全直通时间TS2,用TS2统一表示为TUS=TLS=TS1=TS2=TS(11)则在2种开关状态组合下,所得到的Z源网络电容电压uC相等,即uC=udc(1-ΤS/Τ)1-2ΤS/Τ(12)直流链最大电压uimax相等,即uimax=udc1-2ΤS/Τ(13)对于单相Z源三电平逆变器,直流链电压ui有3种不同的电压值,即ui={uimax=udc1-2ΤS/Τ非直通状态uimax2=udc/21-2ΤS/Τ上/下直通状态0全直通状态(14)则逆变器输出电压峰值um可表示为um=Μudc1-2ΤS/Τ=ΜBudcB=11-2ΤS/Τ(15)式中M—调制比B—升压比2svpwm策略2.1全直通状态的工作状态传统单相三电平NPC逆变器的每相桥臂有3种开关状态组合,对应3种电压状态,即u(+N)、u(N)、u(-N)(分别记为P、O、N)。对于单相Z源三电平逆变器,由于直通状态的注入不能对桥臂输出电压产生影响,因此上直通只能发生在仅含有N、O状态的等效零矢量作用时间内,下直通只能发生在仅含有O、P状态的等效零矢量作用时间内,而全直通状态只能发生在传统零矢量UOO作用时间内。定义某相桥臂上面3个开关管导通为上直通状态U,下面3个开关管导通为下直通状态L,4个开关管全导通为全直通状态S。单相Z源三电平逆变器各开关状态组合及交流侧输出电压的关系如表1所示。表1中,SA、SB分别表示A、B桥臂功率管的工作状态。对于工作状态1～9,为非直通状态,ui=uimax;对于工作状态10,为下直通状态,ui=uimax/2,UB=0,UA=ui;对于其他工作状态,可作类似分析。根据每个工作状态对应的输出电压uAB的大小,定义UPN和UNP为大矢量,UPO、UOP、UON和UNO为小矢量,而UPP、UOO和UNN为零矢量,UUN和UNU为上直通矢量,UON、ULP为下直通矢量,USS为全直通矢量,全直通时两桥臂开关全导通。通过分析可知,小矢量UPO与UON,UOP与UNO互为冗余小矢量,零矢量UPP、UOO和UNN互为冗余零矢量。2.2svpwm方法设逆变器希望输出的电压uAB=Muimaxcosωt,uAB为矢量U在α轴上的投影,矢量u的模长|u|=Muimax,且u以角频率ω逆时针旋转。其中,M的范围在0～1。根据输出电压矢量uAB的大小,将uAB所在范围分成6个小区间,如图3所示。根据输出电压矢量uAB所在的区间,选择相应的矢量进行合成。例如,当矢量uAB位于区间1时,由UPO、UON、UPN、UPL、UUN合成;当矢量uAB位于区间2时,由UPO、UON、UOO、UPL、UUN合成;当矢量uAB位于区间3时,由UPO、UON、UOO、USS合成。当参考电压为负时,情况类似。为了尽量减小器件的开关频率和损耗,本文采用了一种首发矢量为正/负小矢量的SVPWM方法。参考电压矢量uAB在各个区间内各输出电压矢量的作用顺序如表2所示。表2中,以首发矢量为正小矢量时为例;当首发矢量为负小矢量时,情况类似。2.3输出电压矢量的作用时间根据伏秒平衡原理,且直通时间TS不变的前提下,当参考电压矢量uAB位于区间1、2、5、6时,可由式(16)求得每个输出矢量的作用时间,其中u1为大矢量,u2为小矢量,u3为上、下直通矢量,T为开关周期。当参考电压矢量位于区间3、4时,可由式(17)求得每个输出电压矢量的作用时间,其中u1为小矢量,u2为零矢量,u3为全直通矢量。{uABΤ=u1Τ1+u2Τ2+2u3ΤSΤ=Τ1+Τ2+2ΤS(16){uABΤ=u1Τ1+u2Τ2+u3ΤSΤ=Τ1+Τ2+ΤS(17)2.4最大调制比设逆变器输出电压峰值为um,当输出参考电压矢量uAB位于区间1内,若UPO(UON)作用时间为零,则最大值ummax为ummaxΤ=uimax×Τ1+2×ΤS×uimax2(18)即ummax=uimax(1-ΤSΤ)(19)因而最大调制比Μmax=1-ΤSΤ(20)2.5正小矢量upo作用对于单相Z源三电平逆变器,可以通过调整正负小矢量的作用时间来控制直流侧分压电容中点电位的平衡。以扇区3为例,小矢量UPO与UON互为冗余矢量,正小矢量UPO与负小矢量UON作用电路图如图4所示。由图4可知,当正小矢量UPO作用时,iN=iL,而负小矢量UON作用时,iN=iL。因此,它们对中点电压的影响相反。若其总作用时间为T1,则可令正小矢量UPO的作用时间为TP=fT1,负小矢量UON的作用时间TN=(1-f)T1。这样,在获得分压电容电压偏差的情况下,根据逆变侧负载电流的方向,通过调整正负小矢量的作用时间,可对分压电容中点电位的平衡进行精确的控制。3交流电压的稳态仿真为了验证所研究的单相Z源三电平NPC逆变器及其SVPWM方法的有效性,建立仿真模型并进行仿真分析。仿真电路参数为:直流输入电压udc=240V;直流侧分压电容CS1=CS2=0.47mF;阻抗网络电感L1=L2=2mH;电容C1=C2=1mF;滤波电感Lf=4mH,滤波电容Cf=20μF;阻性负载R=30Ω;开关频率fs=10kHz;基波频率f=50Hz;升压比B=1.67,调制比M=0.775。由式(15)可得稳态时直流链最大电压设定为400V,逆变器输出电压峰值设定为310V。直流链电压ui的仿真波形如图5所示。由图5可见,单相Z源三电平逆变器和传统Z源逆变器一样,存在启动冲击问题。直流链电压ui稳态时的仿真波形如图6所示。由图6可见,直流链最大电压由电源电压240V升压到400V左右。由于单相Z源逆变器的固有特性,直流链电压存在频率2倍于基波频率的电压波动。逆变器桥臂输出电压UAB的仿真波形如图7所示。经过滤波后的负载电压Uout的仿真波形如图8所示。