自举式电路在电力电子变换器中的应用

自举式电路在电力电子变换器中的应用

1桥臂的驱动和保护锁自从美国rin开始销售imu总裁以来，这种适合于功率mosft和igit输出的自动集成电路已在电源转换、功率谱分布模式等重要领域得到了广泛应用。其主要原因是,该电路芯片体积小(DIP14)、集成度高(可驱动同一桥臂两路)、响应快(典型ton/toff=120/94ns)、偏值电压高(<600V)、驱动能力强、内设欠压封锁,而且其成本低、易于调试,并设有外部保护封锁端口。尤其是上管驱动采用外部自举电容上电,使得驱动电源路数目较其他IC驱动大大减小。对于典型的六管构成的三相桥式逆变器,采用三片IR2110驱动三个桥臂,仅需要一路10～20V电源。这样在工程上大大减少了控制变压器体积和电源数目,降低了产品成本和减小了体积,提高了系统可靠性。但IR2110使用不当,尤其是自举电容选择不好,易于造成芯片损坏或不能正常工作。为此,通过作者在几个科研项目中的应用体会,就其在常见的几种不同结构电力电子变换器中的应用进行了研究,介绍了自举电容选择方法,并总结了几点应用技巧。2c2容量选择IR2110典型接线如图1所示,其中VDD采用5～20V电源,适应TTL或CMOS逻辑信号输入,VCC为10～20V功率管门极驱动电源,由于VSS可与COM连接,则VCC与VDD可共用同一个典型值为+15V的电源。图1中,C2为自举电容,VCC经VD1、C2、负载、VT2给C2充电,以确保VT2关闭、VT1开通时,VT1管的栅极靠C2上足够的储能来驱动,从而实现自举式驱动。若负载阻抗较大,C2经负载降压充电较慢,使得VT2关断、VT1开通,C2上的电压仍充电不到自举电压以上时输出驱动信号会因欠压被片内逻辑封锁,VT1就无法正常工作。为此,要么选用小容量电容,以提高充电电压;要么为C2提供快速充电通路;要么取掉VD1,直接给VB、VS加另一个10～20V隔离电源。对于全桥型逆变器,由于A、B两端连在一起。无需经过负载充电,这种形式自举工作仅是C2选择问题,易于处理。显然每个周期VT1开关一次,C2就通过VT2开关充电一次,因此自举电容C2的充电还与输入信号HIN、LIN的PWM脉冲频率和脉冲宽度有关,当PWM工作频率过低时,若VT1导通脉宽较窄,自举电压8.3V容易满足;反之无法实现自举。因此,要合理设置PWM开关频率和占空比调节范围,C2的容量选择考虑如下几点:(1)PWM开关频率高,C2应选小。(2)尽量使自举上电回路不经大阻抗负载,否则应为C2充电提供快速充电通路。(3)对于占空比调节较大的场合,特别是在高占空比时,VT2开通时间较短,C2应选小,否则,在有限时间内无法达到自举电压。(4)C2的选择应综合考虑PWM变化的各种情况,监测H0、VS脚波形进行调试是最好的方法。对于三相桥式逆变器采用三片IR2110是中小型功率变换的理想选择,驱动电源仅用一路典型15V电源由于三相逆变器每个周期总有一个上下管导通,故上管自举电容容易充电,三个上管自举电路可有序工作,但对于以下几种特殊结构变换器则应采用一定的技巧。3应用实例分析3.1次负载模式分析这种拓扑结构如图2所示,它非常适应于单端正激或反激开关电源、三相6/4结构开关磁阻电机调速等场合,由于VT1、VT2同时开或关,故自举上电回路必然经过负载。解决方法是:(1)采用小容量电容,对负载性质进行分析;(2)为自举电容C2另提供一条通路,如图3所示,当HIN、LIN同为高电平时,VT1、VT2导通,VQ1导通,VQ2截止,,不影响主电路正常工作。HIN、LIN同为低电平时,VT1、VT2截止,VQ1截止,VQ2导通,为C2提供充电通路。C2自举回路不经负载,在VT1和VQ2之间加入死区,以防止直通短路。这样改进后,还可适合VT1和VT2交替开通斩波的控制策略,从而降低单管开关损耗;(3)为了避免电路繁琐及死区设置,可取掉VD1,在IR2110的VB、VS脚另加一路隔离电源,这样就无需自举供电,这种方法适于一切自举困难的情况。3.2管驱动+kd如图4a为BUCK变换器,适于DC/DC降压变换器。驱动方法可不采用IR2110下管驱动,仅用一路上管驱动。上管电源与VDD共用一个电源,但需要一个二极管VD1,以防VB过高反串影响VDD,这种方法无自举问题,C2仅用作去耦。图4b可作为单端反激或正激开关电源、电磁阀驱动或Boost升压DC/DC变换器,该电路无自举问题。3.3ir210驱动电路该拓扑结构适于直流电机调速、单相交流电机变频调速、半桥开关电源、单相交流电源等场合,由于VT1、VT2作为串联桥臂,交替开关,十分适应采取IR2110驱动,自举回路不经过负载,仅仅选择C2大小即可,驱动电路如图5a所示,该电路属于IR2110的经典电路。图5b为四相8/6结构开关磁阻电机功率变换器,可由两片IR2110来驱动,或模拟图3的方法来解决,或引入两路隔离电源来解决VT1、VT2的供电。3.4驱动波形tt这种结构适于全桥开关电源、直流正反转调速、单相交流电源、单相交流电机调速等场合,如图6所示,其工作方法是使VT1、VT4或VT2、VT3同开、关来完成PWM斩波。但这种方法不适应IR2110实现自举,改进方法是由于上、下管之间无负载串入,为此,将图的驱动波形改为图即可。这种方法是从波形上改进的,图7a仅是VT1、VT4正向通电情况,相当直流电机正转,反转波形是将VT1、VT4和VT2、VT3对调,这样H桥输出电压Uo=δUI,δ=t1/T为PWM波占空比。图7b是将VT1、VT4截止段用作VT2、VT3导通,为C2实现自举上电,设VT1、VT4脉宽为t1周期为T,VT2、VT3脉宽为t2,则加在负载上输出电压为Uo=(t1-t2)UI/(t1+t2),忽略死区时间Δ,则T=t1+t2。那么H桥输出电压Uo=UI[t1/T-(1-t1/T)]=(2δ-1)UI=ρUI,可见图7b的波形相当于双极性PWM,其占空比ρ=2δ-1,当δ=0.5时,ρ=0,当δ1=0～0.5时,ρ=-1～0,当δ1=0.5～1时,ρ=0～1。4方式节省印刷时的驱动电以上讨论可看出,I