并联型有源滤波器的直接功率模糊控制

并联型有源滤波器的直接功率模糊控制

0采用直接功率控制dpcdict风速控制方法的数学模型apf（动态能量矩阵）是一种新型的电子表格，用于动态抑制波形和补偿损失。APF电流控制方法为常用的控制方法,其中间接电流控制是指幅相控制,通过控制交流侧电压基波的幅值和相位从而间接控制网侧电流;直接电流控制是对交流电流直接进行控制使其跟随给定电流信号的方法,采用交流电流内环和直流电压外环的控制结构。电流控制策略在工程实际中得到了广泛的研究和应用,但电流控制方法需要精确的数学模型,属于线性控制方法,为了满足非线性电力电子装置控制需要,提出各种适用于非线性系统的控制方式,直接功率控制DPC(DirectPowerControl)方法就是其中的一种。DPC无需准确复杂的数学模型和精确的PWM,对于暂态和非线性条件下的APF控制更加合理和有效,且算法和系统的结构简单,具有更高的功率因数和低的谐波畸变率(THD)。DPC基于瞬时功率理论,建立直流电压外环、功率控制内环的控制结构,根据交流源电压及瞬时功率在开关表中对应选择整流器输入电压的控制开关量。文献[10-12]将直接功率用于APF的控制实现。文献采用检测电源电流的控制方法,基于传统的DPC方法将功率差值送入2个滞环比较器,查找预置的开关表得到补偿量,滞环宽度的大小制约输出PWM信号的频率大小,固定的滞环宽度限制了控制精度,控制不够灵活。文献采用检测负载电流的控制方法,通过设置开关频率上下限值,实现滞环宽度的自动调节,改善了滞环宽度和开关频率之间的矛盾。本文提出的直接功率模糊控制DPFC(DirecPowerFuzzyControl)方法,采用检测负载电流的控制方法,用模糊控制规则实现自适应滞环宽度调整功能,取消了滞环比较器,从根本上解决了滞环宽度和开关频率的矛盾,取得更好的控制效果。仿真实验证明,本文提出的APF的DPFC方法更加有效抑制谐波的输入,保证网侧电流为正弦,提高了功率因数,并且比传统的DPC方法更加灵活。1apf开关器件的控制方式本文采用并联型三相电压型PWM变流器作为APF,用于直流侧带阻感负载的三相不可控整流电路的谐波抑制与功率补偿。APF应当尽可能靠近非线性负载安装,并补偿负载的功率交流分量。图1是APF的DPFC原理图,桥臂开关器件由IGBT和续流二极管相并联搭建而成。图1中,ua、ub、uc是三相电源电压;isa、isb、isc是三相线电流;Sa、Sb、Sc是APF开关器件的开关状态,开关闭合时其值对应取1,开关打开时其值对应取0;Rs和Ls分别是三相线路的等效电阻和等效电感。直流储能电容C为APF提供直流侧电压udc,交流侧滤波电感Lh将APF并接电网,Rh是滤波电感的等效损耗电阻。非线性负载为不可控整流三相桥式电路并接电阻Rn、电感Ln。根据图1可知,本文采用检测电源电流is的控制方式。瞬时有功功率参考值是由电源的瞬时有功功率ph以及直流电压环调节分量p*提供,得到有功功率差值εp。将直流母线电压反馈值udc与设定值u*dc经PI控制器得到直流电流目标值,再与udc相乘求得直流电压环调节功率分量p*,p*与ph差值为εp。瞬时无功功率参考值等于电源的瞬时无功功率qh与给定值q*=0的差值εq。在传统DPC中,瞬时功率的差值εp、εq由预置的某一滞环宽度进行限制,离散化得到开关状态的控制信号Sp和Sq,然后根据Sp和Sq以及电压矢量所在扇区θn在定义的开关表中查找相应的开关信号Sa、Sb、Sc,进而完成控制。本文采用模糊规则开关表取代了滞环比较器和传统的开关表,如图1所示,将瞬时功率的差值εp、εq和扇区θn送入模糊逻辑规则库进行判断并得到开关控制信号,实现自适应滞环宽度调整。2补偿电压空间矢量组合根据瞬时功率理论,在αβ坐标系,如果开关频率足够高,电源电压变化可以不计,根据文献的推导,得到前后2个采样周期的功率差值:其中,Δp、Δq分别为网侧功率在前后采样周期的差值,uα、uβ、iα、iβ分别为网侧电压和电流在αβ坐标系的值,Δiα、Δiβ为网侧电流在前后采样周期的变化值,ugα、ugβ为APF网侧三相输出端电压,Ts为采样周期。对应所有的电压开关矢量Ui(i=0,…,7),得到有功功率和无功功率的变化量为:整理得:其中,udc,eα=Ecosθ,eβ=Esinθ,uαβ=[ugαugβ]T,E是电源线电压的幅值,θ是电源电压的相位。由于直流侧电压稳定在设定值,所以可以认为udc变化很小,经过PI调制并计算后得到的功率变化值也很小,则εp、εq对应Δp和Δq,Δp和Δq的变化反映了εp、εq的变化,用来控制开关状态变化。将开关信号从000~111对应记为U0~U7,见第3节。每个开关状态的空间矢量Ui(i=0,…,7)与对应的ugα和ugβ值列于表1。功率控制的基本思想是在8个电压矢量中选择最佳的电压矢量,使有功功率和无功功率在每一个扇区尽量接近给定值且变化比较平滑。改变电压空间矢量组合可以改变APF输出电压,同时改变了APF输出功率。根据参考功率的变化趋势知道APF输出功率趋势,通过改变开关信号,改变APF输出电压,得到APF实际输出功率。由文献[13-14]以及式(3)进一步推知,Δp和Δq的变化遵从正弦和余弦变化趋势,根据其变化情况可以得到其对应电压矢量扇区的模糊控制规则表。3模糊规则调整方法在本文提出的DPC策略中,模糊控制器的设计如图2所示。瞬时有功功率的误差值εp与瞬时无功功率误差值εq作为模糊控制器的输入变量,在每个采样周期中,这2个输入变量经过各自的比例系数Gp、Gq调制之后被模糊化为对应的模糊变量。模糊逻辑规则(if-then)用来选择最佳的桥式电路的输入电压矢量,使得瞬时无功功率和有功功率在下一个采样周期能够跟踪差值。根据图3所示的钟形隶属度函数,将功率差值εp、εq模糊化得到对应的模糊集合为(N,Z,P),其中N表示负值,Z表示零,P表示正值,将得到的数值性的瞬时功率差值εp(k)和εq(k)在第k个采样时间转换成语言变量,所得到的模糊变量用作模糊规则开关表选择开关信号的条件。根据模糊控制器的输入变量对应的符号和幅值,可以建立每个扇区对应的模糊规则,从而建立模糊规则库。这种方法基于有功功率和无功功率的差值进行开关状态选择,且该开关状态选择可以转换为对应的模糊变量。开关信号选择的另一个条件是由功率估算得到电压矢量所在的扇区序号。电网电压的空间矢量如图4所示,将开关信号从000~111对应记为U0~U7,其中U0(000)和U7(111)位于原点,并将电压空间矢量在αβ坐标系中划分为12个扇区(θ1~θ12)。划分方法为:在得到瞬时功率的基础上对电压进行估算,通过得到的uα和uβ计算θn=arctan(uα/uβ),即可判断出电压所在的扇区θn,(n-2)π/6≤θn≤(n-1)π/6,n=1,2,…,12。模糊规则开关表的基本思想是在所有可能的电压矢量中选择最佳的开关状态,即Sa、Sb、Sc的取值将瞬时有功功率和无功功率的跟踪误差限制在最小的范围之内。基于该思想,已知模糊化的εp和εq以及电压矢量所在扇区θn,即可根据表2所示的模糊规则开关表确定对应的开关状态。4模糊控制仿真采用MATLAB/Simulink建立仿真模型对本文DPFC的APF性能进行仿真实验。电网相电压幅值220V,频率50Hz;并联型APF的滤波电感Lh=3mH,等效损耗电阻Rh=0.01Ω,输出侧电容C=2200μF,直流电压udc=700V;负载为整流器带阻感负载,其中电感Ln=0.2mH,电阻Rn=50Ω,降低负载后的Rn=20Ω。传统的DPC基于功率滞环比较器进行控制,滞环宽度限制了开关频率,图5给出了滞环宽度与平均开关频率以及谐波畸变率之间的变化关系,由图5可以看出,滞环宽度越小,平均开关频率越高,谐波畸变率越小,补偿精度越高。但是传统的DPC并没有实现在线滞环调整,所以滞环宽度限制了平均开关频率。为了消除滞环宽度对平均开关频率的限制,文献提出了滞环宽度自动调节策略,当开关频率低于设定值时,降低滞环宽度,反之,增大滞环宽度。本文采用模糊控制取代滞环控制,相当于实现了自适应滞环,用智能控制方法解决了滞环宽度与开关频率之间的矛盾。本文中的模糊推理系统为Takagi-sugeno类型,输入功率差值的隶属函数采用如图3所示的钟形隶属度函数,扇区θn也作为模糊输入变量,输出则为常量序列。图6给出了模糊控制仿真结构图,输入为瞬时功率差值εp、εq和扇区θn的序号n,fcn为PWM实现的S-Function函数,模糊逻辑控制器的输出对应电压矢量编号i。图7是模糊控制器设计图,设计了输入的隶属度函数和输出变量及控制规则库。APF的DPFC结果由图8—18给出。由图8可以看出滤波后的电流波形为正弦,与电压基本同相位,通过计算得到功率因数接近为1。图9将滤波前和滤波后的网侧电流进行对比,从上至下依次为滤波前网侧电流isa、滤波后网侧电流i′sa、滤波前后网侧电流对比、对应扇区号。可见滤波前后网侧电流相位和幅值一致,每个扇区都能实现平滑控制,限制开关频率在15~19kHz之间,平均开关频率为18kHz左右,即在半个采样周期(10ms)内有180个脉冲左右,如果开关模块选用额定开关频率为20kHz的IPM模块7MBP75RA120,则能满足其正常工作。图10—12给出了谐波分析结果,证明了APF采用本文控制方法可有效消除谐波对电网的污染。图10是滤波前的电流谐波分析结果,其中幅值为相对基波(50Hz)幅值百分比,基波幅值为27.78A,含有的奇次谐波使得THD达到25.42%,超出了国家电能质量允许标准。图11是采用传统的DPC方法控制APF,经滤波后的电流谐波分析结果,基波幅值为26.2A,THD为3.88%。图12是采用本文的DPFC方法控制APF滤波后的电流谐波分析结果,基波幅值为26.82A,THD降低到1.75%,优于DPC方法的控制效果,满足我国电网谐波标准要求,实现了谐波抑制和无功补偿,进一步改善了电能质量。图13—18是实验稳定性分析和动态分析结果。从图13可以看出,动态情况下电流与电压保持同相位,功率因数接近1。图14中从上至下依次为滤波前网侧电流isa、滤波后网侧电流i′sa、滤波前后网侧电流对比、有源滤波器注入电流i。由图14可以看出,滤波后电流幅值和滤波前基本保持一致,在0.15s降低负载并在0.25s时恢复,电流经历了升高和降低2个过程,过渡时间短并且在所有扇区过渡平滑,说明动态情况下滤波电流能快速跟踪参考电流。为了保证主电路有良好的补偿电流跟随特性,APF直流侧电压必须稳定在某一特定值,图15是利用传统DPC时APF直流侧电容电压udc的稳态和动态实验分析结果,可以看出0.05s以后电压稳定在给定值700V处;在0.15~0.25s负载变化过程中,电压仍然可以回到给定值,维持APF两端电压,其稳定时间是0.08s,有较大超调。图16是基于本文提出的DPFC方法时APF直流侧电容电压udc的稳态和动态实验分析结果,其稳定时间为不到0.05s,比DPC方法时间短,缩短了udc的稳定时间,提高了直流侧电压的跟随速度。图17和图18给出了网侧瞬时有功功率p和瞬时无功功率q的波形图,图17是滤波前的功率,谐波分量使得其波动很大。图18为滤波后的网侧功率,有功稳定在5kW附近,无功在0附近,负载在0.15~0.25s降低,有功功率变大,图18中瞬时有功功率实际上经历了升高和降低2个过程,可以看出其变化平稳快速,无功功率一直保持为0。仿真实验结果证明,本文的APF的DPFC方法能够有效实现谐波抑制和无功补偿,并且具有好的动态与稳态性能。5模糊控制器设计本文针对APF的特点和系统的谐波特性对传统的DPC方法进行了改进,提出一种DPFC方法,该方