三相电压型脉宽调制整流器直接功率自适应跟踪控制算法

三相电压型脉宽调制整流器直接功率自适应跟踪控制算法

0整流器自适应跟踪控制方法三相电压脉冲宽源调整器（pm）具有单元功率控制、公共电网波形抑制和双向功率流动的优点。广泛应用于新型断裂带、源滤波和静态功率补偿等领域。为提高PWM整流器的稳态、动态性能指标,PWM整流器的非线性控制已成为电力电子领域的研究热点问题。目前,从控制系统结构上分类,PWM整流器具有电压定向控制(voltageorientedcontrol,VOC)、直接功率控制(directpowercontrol,DPC)和虚拟磁链控制等多种实现方式。其中,基于瞬时无功功率理论的直接功率控制具有控制系统结构简单、动态响应速度快以及物理概念清晰等优点,得到了广泛应用。2006年,R.Skandari等学者将DPC与空间矢量控制相结合,得到了开关频率恒定、控制结构简单、总谐波因数小于2.2%的优良控制效果。2007年,MaurizioCirrincione等学者提出一种具有新的开关状态表的直接功率控制策略,取得了优秀的动态、稳态控制效果。同年,S.Aurtenechea等学者提出一种预测直接功率控制方案,获得了与电压定向控制相同的控制效果,但是同时又拥有简单的控制结构、快速的动态响应以及恒定的开关频率的方法。然而,目前的研究中,对交流侧电感电阻的不确定、开关器件等效电阻的不确定和电网频率不确定的情况少有讨论。网侧等效电阻与频率的不确定会带来系统稳态误差等问题,从而影响整流器的动态特性,并降低整流器的效率。针对上述问题,本文根据L2-增益干扰抑制定理,提出三相PWM整流器的自适应跟踪控制。该方法可有效地解决交流侧等效电阻和频率不确定带来较大稳态误差等问题。同时本文通过改进控制系统外环结构,可有效地提高系统抗负载扰动的能力。16m长距离装置的环形设计1.1s1-增益干扰抑制的跟踪问题全局可解定义1多变量非线性系统如式(1)所示:式中:θ(t)=[θ1(t)θ2(t)…θp(t)]T为系统未知的干扰向量;q(θ,x)为一个光滑的函数,且q(θ,0)=0,∀x∈Rn。定理1L2-增益干扰抑制对于系统式(1),假如下列条件成立:1)对于标称系统,全局相对阶ρ有定义,且v≤ρ≤n,其中v为干扰特征指数。4)对于任意的有界干扰θ(t),动态是BIBS稳定。则L2-增益干扰抑制的跟踪问题全局可解。文献给出了L2-增益干扰抑制的证明过程,同时这也是自适应率的求解过程,也就是说,如果带有干扰的三相电压型PWM整流器模型符合该定理,则它就是全局可解的。1.2交流侧等效电阻计算三相电压型PWM整流器的电路拓扑结构如图1所示。开关量sk(k=a,b,c)=1代表上桥臂导通,下桥臂关断;sk=0代表下桥臂导通,上桥臂关断;ek为电网电动势;ik为交流侧电流;uo为直流侧电压;L、C及RL分别为交流侧滤波电感、直流侧滤波电容以及直流侧负载电阻。Rs为滤波电感的等效电阻,Rl为开关器件的等效电阻,则交流侧等效电阻R=Rs+Rl。三相电压型PWM整流器dq旋转坐标系下数学模型为三相电压对称时,dq坐标系下瞬时功率为由式(2)、(3),可得到dq旋转坐标系下的瞬时功率模型:本文将基于式(4)对PWM整流器进行控制器系统设计。1.3自适应跟踪控制在三相PWM整流器实际运行过程中,由于滤波电感的等效电阻Rs发热导致阻值变化,以及开关器件的等效电阻Rl不可测量性,式(4)中的R=Rs+Rl具有不确定性,R的不确定性会导致进行极点配置时极点位置变化,影响控制性能;另外,电网角频率ω(或者发电机发电频率,比如风力发电的发电机组)也存在着一定的不确定性,这会使三相交流电压输入存在着相位差,导致三相电压不平衡;并且不同国家的电网频率也不相同,这些都会使得控制系统解耦不完全,使系统出现稳态误差,甚至不稳定。为此本文提出对参数R、ω干扰抑制的自适应跟踪控制的算法。式(4)控制输入为2维,输出为3维,是典型的欠驱动系统,根据文献,将式(4)改写为式(1)形式:其中,xT=[pquo]。系统的跟踪动态为根据相对阶定义:若ρi<∞,1≤i≤m,则每个ρi等于输出yi对时间导数的最小阶,该导数至少受到某个输入ui的影响。可知ρ1=ρ2=1,可得解耦矩阵det[D(x)]≠0解耦矩阵非奇异;根据多变量输入–输出反馈线性化定理可知,系统是局部可解耦的,且可状态反馈输入输出线性化,状态反馈率为可使闭环系统输入输出为线性形式:令θT=[θ1θ2]为-R/L、ω的偏差估计,即R=R′+θ1和ω=ω′+θ2,其中R′为电感常态下等效电阻,ω′为标称的网络频率。代入式(5)并写成式(1)形式:由相对阶定义可知,ρ1=1,ρ2=1。求其干扰特征指数υ1′,υ2′:可知υ1′=υ2′=1,于是有υ1′≤ρ1,υ2′≤ρ2,则式(4)满足L2-增益干扰抑制定理条件1。式(10)中系统的跟踪动态可改写为f(p,q,dp/dt,dq/dt)中各变量有界,则f(p,q,dp/dt,dq/dt)有界,有跟踪动态为BIBS稳定,则式(4)满足L2-增益干扰抑制定理条件2。由式(13)可知d(Lqjhk0)∈span{dh1,dh2},其中j=1,2;k0=1,2。则式(4)满足L2-增益干扰抑制定理条件3。令m⋅k1=ατ,τ∈[t0,t]则式(15)满足全局存在性和唯一性定理的条件1。则式(16)满足全局存在性和唯一性定理的条件2,根据全局存在性和唯一性定理可知是完备的。同理也是完备的,则式(4)满足L2-增益干扰抑制定理条件4。1.4仿真实验和参数设定L2-增益干扰抑制定理条件全部符合,则系统L2-增益干扰抑制的跟踪问题全局可解。将式(12)在定义不确定参数后重写得其中式(18)中为了防止自适应增益过大而导致的估计参数振荡甚至发散,根据仿真实验,λ取10-2~10-4。将e、θ带入式(17)得考察李亚普诺夫函数,其对时间导数为由于,则参数修正率为可得dV/dt=-k⋅eT⋅e负定;由于,则结合式(8)可得内环控制率。2直流侧能量输出将式(6)进行简化式(23)是典型I型系统,内环稳定时,为了使uo跟随给定uo*,设计PI调节器作为外环调节器,PI输出作为有功给定p*。考虑系统稳态时,为使有功功率给定立刻跟随直流侧功率变化,本文在直流侧添加一个直流电流传感器(在大型三相整流系统中,直流传感器只是成本中极小的一部分,它可以迅速检测直流侧负载扰动、大大改善整流器的抗扰动性能)。最终,结合内外环控制率可得系统结构图,如图2所示,其中p、q由式(3)得出。3自适应跟踪控制稳态下的稳态误差利用Matlab中的电力电子工具箱对三相电压型PWM整流器的自适应跟踪控制算法进行仿真实验,系统参数选取如表1所示。1)ω=100πrad/s、RL=100Ω情况下,自适应跟踪控制与精确反馈线性化的对比实验。在这个实验中,两种内环控制算法对于电压给定跟随控制效果并无太大差别,均可实现快速跟踪。但是由图3可知,精确反馈线性化在稳态时无功电流(无功功率)存在着较大的稳态误差(均方值8W左右),这影响了三相PWM整流器的功率因数;自适应跟踪控制(k选取相同)与精确反馈线性化控制相比,它消除了-R/L、ω带来的稳态误差的同时,动态的实现了高增益,因此基本消除了稳态时无功功率的跟踪误差,进一步提高了功率因数。2)在ω=100πrad/s、RL=200Ω内环采用自适应控制,RL在0.1s突变为100Ω,0.25s直流侧电压给定Uo突变为300V的仿真实验。由图4可知,在负载剧烈变化(响应时间0.012s),以及给定突变的情况下(响应时间0.07s),可以极为快速、无差的跟踪给定,可见改进后外环与自适应跟踪控制内环共同实现系统快速响应。3)频率扰动实验。图5(a)—(c)为在ω=200πrad/s,R=1Ω、RL=100Ω内环自适应跟踪控制仿真实验,由图5可知,自适应跟踪控制可使整流器工作在不同的网络频率下,并具有较好的动、静态特性;图5(d)—(f)在ω=100πrad/s、RL=100Ω内环自适应,网络频率扰动(ω+υ)t。其中υ为白噪声,是幅值不大于2的随机信号,这种时变的频率干扰会带来系统稳态误差,甚至导致系统不稳定。但从图5(d)—(f)可以看出,基于自适应跟踪控制三相PWM整流系统工作在强网络频率扰动状况下,仍具有较好的动静态特性,自适应跟踪控制能够很好地抑制这种扰动。给定直流电压为200V,由图6(由不控整流变为可控整流)可以看出,实际算法中在3个工频周期系统达到稳定,说明算法具有一定快速性。在稳态网侧电压存在较大谐波(THD=3.83%)情况下,稳态功率因数达到0.9951,并且电流谐波因数为5.4%。由图7可看出:在内环自适应跟踪控制率式(22)的大k值保证了内环的快速性的情况下,改进后的外环电流前馈使得系统抗负载扰动以及给定电压突变能力很强,响应时间都小于0.08s,保证系统快速性。5内驱系统方案设计目通过对PWM整流器自适应跟踪控制系统的研究与设计,可得出以下结论:1)三相电压型PWM整流器的瞬时功率模型符合L2-增益干扰抑制定理的全部条件。2)利用L2-增益干扰抑制定理,可得出自适应反馈跟踪控制率,实现系统内环控制器设计。3