基于dmwpwm的三电平z源逆变器中点电位平衡控制

基于dmwpwm的三电平z源逆变器中点电位平衡控制

0新型z源变压器拓扑中点三平压逆差的特点比两平压结构有很多优点。例如，功率管的电压强度低，开关损失低，波形波形含量低。因此，它是中压之间的交流、fabc和并网的首选。尽管中点箝位三电平逆变器具有较好的输出性能,但其仍属降压型逆变器。为了输出幅值较高的交流电压,传统解决办法是在直流侧增加一级升压电路,这在增加系统硬件成本的同时也增加了系统控制的复杂性,而Z源逆变器只需在中间直流环节增加一个X形阻抗网络,通过合理的直通控制即可实现直流升压作用。新加坡学者LohP.C.在文献中最先提出三电平Z源逆变器拓扑,但均采用双直流电源结构。文献提出一种单直流电源电容分压结构的NPC三电平Z源逆变器拓扑,并采用直通占空比前馈补偿法抑制中点电位低频波动及直流偏移,该方法只需检测上下电容电压,较易实现,但需人为设置一个比例系数,且在实时改变直通占空比控制中点电位的同时,会在直通占空比中引入高频分量,增加输出电压的谐波含量。因此,维持恒定直通占空比条件下的消除中点电位低频振荡及抑制直流偏移成为电容分压NPC三电平Z源逆变器的研究重点。本文针对单电源电容分压式NPC三电平Z源逆变器拓扑,介绍上下直通状态与中点电位的关系,分析DMWPWM原理,提出一种基于DMWPWM的三电平Z源逆变器中点电位平衡控制方法。该方法在不改变直通占空比的基础上较好地抑制中点电位低频波动及直流偏移。最后仿真验证所提出控制方法的有效性。1系统工作原理图1所示为单电源电容分压式NPC三电平Z源逆变器拓扑,Vo为直流电源。与传统NPC三电平逆变器相比,该拓扑在直流侧增加一个Z源阻抗网络,其中LZ1=LZ2、CZ1=CZ2,直流电源经电容C1、C2(C1=C2)分压后形成中点o并连接至三相逆变桥的中点,系统可工作于传统NPC三电平逆变状态、上直通状态及下直通状态。其中,上直通对应导通D1、SX1、SX2、SX3、DX2(X=A,B,C),下直通对应导通D2、SX2、SX3、SX4、DX1。为了维持Z源网络输出电压平衡,减小逆变器输出电压的谐波含量,上直通时间TU与下直通时间TG需保持相等。满足TU=TG=T0条件下的Z网络输出电压Vi为式中:直通占空比D=T0/T;升压系数B=1/(1-2D)。输出相电压峰值为式中:M为调制系数;X∈{A,B,C}。由式(1)、式(2)可知,系统降压运行时可令T0=0、B=1;升压运行时T0>0、B>1。2内压层内中点电流的影响NPC三电平Z源逆变器每相有P、O、N三种状态,设一个开关周期内X相箝位于O状态的占空比为dX0,则一个开关周期内流入中点o的电流为中点电位uo与平均中点电流io的关系为式中,C=C1=C2为分压电容。由文献,NPC三电平Z源逆变器在传统PWM调制下,中点电位低频波动无法消除的根本原因是中点电流io在一个开关周期内的平均值不为零。因此,为了使分压电容均压,需维持单位开关周期内io的平均值恒为零。NPC三电平Z源逆变器脉宽调制时直通状态的插入需维持负载侧伏秒平衡,文献具体分析了参考矢量位于不同扇区时两种直通状态对平均中点电流的影响,得出一个重要结论:当上下直通时间相等时,平均中点电流与直通状态无关,即只需维持无直通状态插入时的平均中点电流恒为零,即可保证直通状态插入后的中点电位不出现低频波动。根据前述平均中点电流数学模型,在任意开关周期内,三相负载对称且维持dA0=dB0=dC0即可保证中点电流平均值恒为零。由PWM调制理论,线性调制区内的dX0可表示为因此,为了使平均中点电流为零,三相零状态占空比需相等,即三相调制波需满足3中点电位平衡法的确定3.1调制波的分解传统单调制波载波PWM不满足式(6),因而不能消除中点电位低频波动。而新颖的双调制波技术可以在遵循电压等效原则与中点平衡原则的基础上,把每一相的单调制波分解为双调制波,以增加零状态占空比的分配自由度,从而使io=0恒成立。调制波分解步骤如下:(1)对三相参考电压uA、uB、uC进行居中化处理。居中化后的三相调制波为式中,uoff=-(max(uA,uB,uC)+min(uA,uB,uC))/2。居中化的三相调制波在任意时刻可分为最大电压umax、中间电压umid、最小电压umin。(2)分解每一相居中化的单调制波,即uctrX=uctrXp+uctrXn。其中上调制波uctrXp≥0,下调制波uctrXn≤0。令uXn-uXp=(min(uA,uB,uC)-max(uA,uB,uC))/2,则三相双调制波信号分解后的A相双调制波信号如图2所示,三相零状态占空比示意图如图3所示。可见,任意开关周期内dmax0=dmido=dmin0,中点电位低频波动得以消除。3.2中间电压相对应的状态变化规律通过对umax、umid、umin分解的双调制波与载波进行比较并分析,一个开关周期内最大电压相对应的状态变化规律为{1,0,0,1},中间电压相对应的状态变化规律为{1,0,-1,-1,0,1},最小电压相对应的状态变化规律为{0,-1,-1,0}。据此,本文设计一种新颖的上下直通状态插入方法,即:上直通状态插入于最大电压相处于中间位置零状态的外侧,下直通状态插入于最小电压相处于两侧位置零状态的内侧,具体原理图如图4所示。由图4,前半个开关周期内,上直通状态只是延迟关断SX1,下直通状态只是提前导通SX4,因此不会增加开关损耗。3.3中点电位控制原理NPC三电平Z源逆变器正常工作时,直通状态的插入、中点电位初始不平衡、逆变器硬件参数不对称或PWM不对称等原因都有可能使中点电位产生直流偏移,因此在消除中点电位低频波动的同时,需要对中点电位的直流偏移进行控制。根据上节提出的直通状态插入方法,本文采用中点电位反馈控制,通过实时调节中间电压双调制波,灵活改变中间电压零状态占空比,消除上下直通等因素对中点电位的影响,具体控制原理图如图5所示。设中间电压的动态调节量为Δu,即经过动态调节,式(9)仍满足电压等效原则,但中间电压零状态占空比改变,变化量Δdmido=-2Δu,平均中点电流io=Δdmidoimid。由电荷守恒定律可得式中,uo=(VC2-VC1)/2;imid为中间电压相的电流;T为开关周期。Δu的约束条件为4不同电压下的仿真基于Matlab对所提出的中点电位控制方法进行仿真验证。仿真参数设置如表1所示。设0.2s前直通占空比D=0,系统工作于非升压状态,0.2s后进行升压,D=0.1。仿真结果如图6~图9所示。图6所示为分压电容无初始电压的传统单调制波调制仿真结果。由于直通状态的插入不影响中点电位,VC1、VC2维持200V左右,但由于三相零状态占空比不等,VC1、VC2及VZC1、VZC2存在幅值较大低频波动。图7所示为分压电容无初始电压且施加中点电位振荡控制的仿真结果。0.2s前Z源网络输出电压Vi等于直流输入电压400V,0.2s后升压运行,Vi峰值上升至500V。由于未加中点电位直流偏移控制,不对称因素使得VC1、VC2出现图7(c)所示的严重偏差,导致上下直通状态下的Z源网络输出电压不相等。但此时三相零状态占空比相等,平均中线电流为零,VZC1、VZC2的低频振荡较传统单调制波调制时有较大的改善。图8所示为分压电容无初始电压且施加中点电位平衡控制的仿真结果。由于施加中点电位直流偏移控制,直流侧分压电容均压,较好地抑制了中点电位的低频振荡及直流偏移,升压运行时上下直通状态下的Z源网络的输出电压相等。图9所示为施加中间电位平衡控制且分压电容初始电压不等条件下的VC1、VC2波形。设C1初始电压300V,C2初始电压100V,经过0.015s中点电位达到平衡,有效验证了本文中点电位直流偏移控制方法的有效性。5采用双调制波振幅控制本文研究了单直流电源电容分压结构的NPC三电平Z源逆变器,介绍了系统直通原理及上下直通时间与