高频变压器分布电容的分类

高频变压器分布电容的分类

分布参数的影响单端反冲电源结构简单，压宽，输出隔离，易实现多个输出，特别适用于电动汽车的辅助电源。高频变压器作为单端反激电源的核心部件,直接影响着系统的整机性能。目前单端反激电源呈现出小型化、高频率、高功率密度的发展趋势,这对高频变压器设计中分布参数的影响尤为突出。分布参数主要指漏感和分布电容,高频变压器开关管关断过程中漏感产生的电压尖峰和电磁干扰,给系统造成安全隐患,以往在设计高频变压器时只重视漏感,而忽视了分布电容的影响。在驱动信号由高变低过程中,高频变压器分布电容与漏感发生谐振,增大变压器损耗,产生电磁辐射,同时引起很高的电压应力,降低了开关管的可靠性。同时分布电容产生很高的电流尖峰,影响电流采集精度,严重影响开关电源工作。为此,文章首先对高频变压器模型进行了分析,给出了绕组分布电容和绕组间分布电容的计算方法,并对高频变压器不同绕法及绕组布局对分布电容的影响进行了研究,最后进行了实验验证。1变压器分布电容高频变压器模型如图1所示。当高频变压器初次级绕组耦合系数小于1时存在漏磁场,漏感可以间接表示漏磁场大小,Lk1表示初级绕组漏感,Lk2表示次级绕组漏感;RS1表示初级绕组电阻,RS2表示次级绕组电阻;变压器绕组通电后绕组存在电位差,同一绕组匝与匝之间、同一绕组层与层之间、绕组与绕组之间形成分布电容,为了分析方便,将变压器同一绕组的匝间电容和层间电容统称为绕组分布电容,用集总电容CP、CS表示,变压器初次级绕组间电容统称为绕组间分布电容,用Cps1、Cps2表示。Cp、CS反应了变压器初次级绕组储存电场能量的能力,Cps1、Cps2反应了变压器初次级电场的耦合能力。变压器分布电容的大小与变压器加工工艺及绕组绕制方式有关,不同的绕制方式,其分布电容不同,对单端反激电源的影响不近相同。为了保证单端反激电源工作的稳定性,必须明确影响各分布电容的因素,通过对各因素的控制得到满足指标要求的单端反激电源,也就明确了分析分布电容的重要性。2分组分布电分析2.1高频变压器变换电路绕组分布电容包括匝间电容和层间电容。以高频变压器初级绕组为例,假设绕组均匀绕制,匝数为N,当直流母线电压U加在绕组两端时,各绕组将平均分配电压,每匝电压为U/N,即每匝之间的电压差为U/N,根据平板电容器原理,在高频变压器中将会形成容值相等的匝间电容。当开关管开通关断时,此电压差将对匝间电容进行反复的充放电,若初级匝数少,每匝分配的电压高,那么这个影响就更严重。高频变压器绕组匝间电容示意图如图2所示。鉴于匝间电容的容值相等,忽略匝间电容与绕组连接,将电容等效为串联,得到匝间电容的等效电容C’,表达式为:式中:Ci为匝间电容,N>1。结合上式和平板电容定义式,匝间电容等效电容与绕组匝数、绕组间距成反比,与绕组间绝缘材料介电常数成正比。可以通过增大绕组匝数、采用介电常数低的漆包线等方式减小匝间电容。2.2高频变压器充放电测试高频变压器设计时,由于绕组匝数较多,同一绕组可能存在两层甚至多层,每两层之间便会出现电势差,产生电容效应,形成绕组层间电容。高频变压器的层间电容是影响反激电路性能的重要参数,在开关管开通关断过程中,层间电容容易与漏感产生谐振,增加开关管的电压应力,产生电磁干扰,降低EMC特性。层间电容与两层之间的电势差大小紧密相关。层间电容的大小与绕组的绕制方式有着密切联系,与两层之间电势差成正比,减小电势差即可降低层间电容,进而提高高频变压器特性。层间电容对应变压器绕组中储存的电场能量。根据下式可近似得到绕组层间电容C1的大小:式中:lm是绕组线圈的平均长度;d是同一绕组的层间距;h是绕组的高度;E是绕组间的电场强度;v是相邻层的电压分布;U是输入电压;ε是层间绝缘材料的介电常数。由公式(2)可以看出,电场分布积分表示的电场能量可表示高频变压器电压分布线积分。假设电压沿绕组线圈方向平均分布,被测绕组施加电压,其它绕组线圈开路,得到绕组电压分布情况。当绕组为多层时,常见的绕制方式有U型绕法、Z型绕法、分段式绕法、交叉绕法。图3~图6给出了不同绕制方式的电压分布。由图3~图6可见,U型绕法绕制简单,但上下层之间的电压差最大,最高可达绕组输入电压,相应的绕组层间电容存储的能量最大,绕组层间电容最大,高频变压器对单端反激电源造成的影响最大;Z型绕法相比于U型绕法绕制略微复杂,但层间电压差减小,层间电压差为,层间电容也就相应减小;相比较前两种绕法,分段式绕法的层间电势差最小,在其他条件不变的情况下,层间电容约为Z型绕法的二分之一,但是绕法复杂,不利于批量加工;交叉式绕法就是在上下层之间加入了其他绕组,如在初级绕组之间加入次级绕组,采用U型绕法前提下,虽然层间电势差不变,但是两层之间的距离增大,根据电容的定义式;增大层间距同样可以降低绕组层间电容,当然可以通过交叉绕法与分段式绕法相结合的方式进一步降低层间电容。但是交叉绕法又会增大该绕组与其他绕组的接触面积,增大绕组间电容。3干扰组的电分析3.1变压器提高功率的方法及计算高频变压器的共模干扰噪声主要有两条通道:一条通过开关管、散热片入地;另一条就是通过初次级绕组之间的分布电容耦合到副边入地。第一条通道可以通过将开关管、散热片的地接到原边地来消除,第二条通道就成为共模干扰噪声的主要通道,而初次级绕组的分布电容则成为抑制高频变压器共模干扰噪声的主要因素。计算高频变压器绕组间电容有多种方法。文献将高频变压器看做一端口网络,绕组间电容作为一端口网络参数,根据变压器绕组间电容储存的电场能量计算。由于绕组间分布电容是共模干扰噪音的主要通道,文献将高频变压器看做二端口网络,绕组间分布电容作为二端口网络参数,利用形成共模干扰噪音的电荷计算得出绕组间电容。两种方法均能形象表示变压器绕组间电容。为了计算方便,本文将初次级绕组看做两根平行导体,根据静止电荷形成的电场对分布电容进行计算分析,分布电容示意图如图7所示。假设导体A、B分别携带电荷+q、-q,A、B点电场强度分别为EA、EB,由高斯定理得出,P点电场强度E为A、B两点电场强度之和。A、B两点电势差UAB为:假设初次级绕组接触的平均长度为l,得到绕组间电容为:式中:ε为绕组间绝缘材料的介电常数;a为初次级绕组对应的导体半径;d为初次级绕组间距。式(6)得出,分布电容与绕组的介电常数、接触平均长度成正比,与绕组间距离成反比。实际应用中可以通过采用不同绝缘材料的漆包线或者改变绕组绕制方式达到改变绕组间分布电容的目的。3.2高频变压器标准绕法设计单端反激电源适合多路输出,其中高频变压器存在多个绕组,包括初级绕组Np、反馈绕组Nb、多个次级绕组Ns,反馈绕组输出电压一般作为芯片供电电压。不同绕制方法对绕组分布电容的影响很大。常见的变压器绕制方法有两种:常规绕法、三明治绕法。常规绕法的绕制顺序是Np→Ns→Nb,如图8所示。这种绕制方式工艺简单,一致性好,绕线成本低,适用于大批量的生产,但是由于原副边耦合程度不够大,漏感相对较大,增加了开关管的电压应力。随着开关频率、整机功率的增加,高频变压器漏感、分布电容的影响逐渐加重,常规绕法在EMI等方面可能无法满足要求,因此多采用三明治绕法。三明治绕法分为两种:初级夹次级绕法、次级夹初级绕法。如图9、图10所示。变压器初级夹次级绕法就是将原边绕组均分为两部分绕制,增加了原副边耦合面积,减小漏感,开关关断过程降低了电压尖峰。由于在初级绕组中间增加了次级绕组,减小了初级绕组的层间电容,降低寄生震荡。相比于常规绕法,原副边之间的接触面积增大,绕组间分布电容增大,不能有效抑制共模干扰。高频变压器次级夹初级绕法中一部分次级绕组靠近变压器的边缘,能够很好的散热,降低变压器的铜损和发热。同时这种绕法能够降低初级绕组耦合到变压器磁芯的高频干扰,但是与初级夹次级存在同样的问题就是绕组间分布电容大,不能有效抑制共模干扰。高频变压器分布电容的大小与变压器结构、绕制工艺有着密不可分的联系:(1)通过增加初次级绕组的耦合面积可以降低变压器漏感,降低开关管电压应力,但是耦合面积的增大导致绕组间分布电容增大,不能有效抑制共模干扰;(2)绕组间分布电容与绕组间绝缘材料的介电常数、绕组半径及绕组间距有关,增大绕组间距能够减小分布电容,但是漏感增大,因此漏感和分布电容构成一对矛盾。(3)不同的绕制方法各有优点,实际应用时需要根据具体需要设计。4实验证实4.1草图参数为了验证理论分析的正确性,设计单端反激电源,样机参数如表1所示。4.2变压器的电压为了验证绕组分布电容的影响,初级绕组分别采用U型绕法、Z型绕法、分段式绕法绕制高频变压器Ta、Tb、Tc。根据绕组分布电容与漏感谐振的原理,采用LCR测试仪测试不同频率下Ta、Tb、Tc的初级电感,测试后发现随着频率的增加,Ta、Tb、Tc逐渐呈现容性,说明三者的分布电容依次减小。图11给出了分别采用三个变压器时单端反激电源的驱动波形、DS波形。系统工作在CCM模式下,输出电压15V,带100Ω负载。开关管关断过程中,由于漏感和绕组分布电容的存在产生电压尖峰,而且分布电容越大,电压尖峰越大。从图中可以看出三种绕制方法都无法消除电压尖峰,其中U型绕法电压尖峰最大,峰值约为30V,说明其绕组分布电容最大,Z型绕法次之,峰值约为20V,分段式绕法尖峰最小,峰值约为15V,说明其分布电容最小,比U型绕法的分布电容降低50%左右。5.3高频变压器td、te、tf间分布电容由前面的分析可知,绕组绕制方式对绕组间分布电容有很大影响,采用图8~图10三种方式绕制高频变压器Td、Te、Tf,测得绕组间分布电容如表2所示。因为变压器Td初次级绕组只有一个接触面,而Te、Tf有两个接触面,所以Td的绕组间分布电容相对较