一种多路输出反激式开关电源的设计

一种多路输出反激式开关电源的设计

0高效的多输出反激电源近年来，随着能源电子技术的发展，各个领域的电源体积、重量和效率要求越来越高。以电流型PWM(脉宽调制)控制器为核心的高频开关电源由于具有体积小、重量轻、效率高、线路简洁、可靠性高以及具有较强的自动均衡各路输出负载的能力等优点,非常适合用于中小功率的场合。本文给出了一种用于电机控制的新型多输出反激电源的设计。该设计基于UC3844高性能电流型PWM控制器。电压反馈和电流反馈双闭环串级结构,使输出电压能够很好地稳定,电压调整率和负载调整率都较高。光耦H11A1和三端可调稳压管TL431配合控制大大提高了瞬态响应速度。RCD(剩余电流保护装置)吸收回路和开关管保护电路能很好地消除漏感,使元件稳定可靠地工作。1电力5m控制的原理和优势1.1氧漂系统中小型企业电流型PWM控制系统框图如图1所示。该系统采用电流电压双闭环串级控制结构,内环是电流环,外环是电压环。控制原理是:给定的电压Ug与从输出反馈回的电压Ur进行比较,得到的电压误差经电压调节器输出作为另一个给定的电压信号Ue。该信号与经电阻采样反映电流变化的信号Us进行比较,输出一个占空比可调节的PWM脉冲信号,从而使得输出的电压信号V0保持恒定。1.2控制的优势电流型PWM控制的优点如下:a)电压调整率好。输入电压的变化立即引起电感电流的变化,电感电流的变化立即反映到电流控制回路而被抑制,不像电压控制要经过输出电压反馈到误差放大器,然后再调节的复杂过程,所以响应快。如果输入电压的变化是持续的,电压反馈环也起作用,因而可以达到较高的线形调整率。b)负载调整率好。由于电压误差放大器可专门用于控制占空比,以适应负载变化造成的输出电压的变化,因而可大大改善负载调整率。c)系统稳定性好。从控制理论的角度讲,电压控制单闭环系统是一个无条件的二阶稳定系统。而电流控制双闭环系统是一个无条件的一阶稳定系统,系统稳定性好。2u3000电流、ct和u20093.UC3844是电流型单端输出式PWM控制芯片,它主要由高频振荡、误差比较、电流取样比较、脉宽调制锁存、欠压锁定、过压保护等功能电路组成。图2为UC3844内部结构框图和引脚图。引脚1为误差放大器补偿端,引脚2接电压反馈信号,引脚3接电流检测信号,引脚4外接时间电阻RT及CT用来设置振荡器的频率,引脚5为接地端,引脚6为推挽输出端,可提供大电流图腾柱输出,引脚7接芯片工作电压,引脚8提供5V的基准电压。UC3844的工作原理是:反馈电压和2.5V基准电压之差,经误差放大器E/A放大后作为门限电压,与反馈电流经采样后的电压一起送到电流感应比较器。当电流取样电压超过门限电压后,比较器输出高电平触发RS触发器,然后经或非门输出低电平,关断功率管,并保持这种状态直至OSC(振荡器)输出脉冲到触发器和或非门为止。这段时间的长短由OSC输出脉冲宽度决定。PWM信号的上升沿由OSC决定,下降沿由功率开关管电流和输出电压共同决定。反转触发器限制PWM的占空比调节范围在0～50%之内。3主要道路规划3.1反激式变换电路图3所示多路输出开关电源是专为电机控制设计的。主电路采用单端反激式变换电路。220V交流输入电压经桥式整流、电容滤波变为直流后,供给单端反激式变换电路。反激式变换电路结构具有电气隔离、易于多路输出、外接元器件少、可靠性高等优点。其中12V/0.2A、24V/1A、±15V/0.5A的输出绕组分别为UC3844、继电器和其他模拟电路供电。5V/2A输出是重要的一路输出信号,它除了用于稳压外,还为电机控制用的数字板电源提供5V电源。3.2反激式变压器交流电压up1及测点参数单端反激式变压器可工作在CCM(电流连续模式)和DCM(电流断续模式)。在不同的工作模式下,变压器的设计是不一样的。这里将变压器设计在工作于CCM模式下。根据开关管导通时的伏秒数应等于关断时的伏秒数,可推导出原边匝数与副边匝数比为:n=α1-α⋅UΡ1UΡ2n=α1−α⋅UP1UP2式中:α为额定工作状态时的工作比;UP1为变压器输入电压,220V交流输入电压经整流后得到约300V高压,所以UP1取300V;UP2为5V绕组输出电压。单端反激式开关电源变压器的临界电感为:Lmin=[UΡ1nUΡ2UΡ1+nUΡ2]2⋅Τ2Ρ0×10-6Lmin=[UP1nUP2UP1+nUP2]2⋅T2P0×10−6式中:Lmin为临界电感;T为UC3844的工作周期。通常,反激式开关电源变压器初级电感LP1≥Lmin。高频变压器磁心气隙为:lg=0.4πLΡ1Ι2Ρ1AeΔBmlg=0.4πLP1I2P1AeΔBm式中:lg为磁心气隙长度(mm);ΔBm为脉冲磁感应增量(T);ΔBm=0.21T。IP1为变压器初级峰值电流:ΙΡ1=(UΡ1+nUΡ2)Ρ0UΡ1nUΡ2+Τ2LΡ1⋅UΡ1nUΡ2UΡ1+nUΡ2×10-6IP1=(UP1+nUP2)P0UP1nUP2+T2LP1⋅UP1nUP2UP1+nUP2×10−6原边绕组匝数可由下列公式计算:Ν1=ΔBmlg0.4πΙΡ1×104然后根据公式N2=N1/n,求出5V绕组匝数,进而求得每匝反激电压为U′=5v/N2。其他几路次级绕组的匝数可根据Ni=UPi/U′确定,UPi、Ni为相应的次级绕组输出电压和匝数。3.3泄漏检测电路1无源钳位电路消除电路在反激变换器中,由于高频变压器兼作储能电感用,因而气隙大,漏感亦较大。一方面,会产生开关管关断时很高的电压尖峰,另一方面,整流二极管反向恢复会引起开关管开通时的电流尖峰。为了解决这个问题,本设计采用R18、C36、D15构成的无源钳位电路消除电路中存在的漏感。该电路简单方便,容易实现,在小功率的情况下能达到较好的抑制效果。开关管Q1关断时,变压器漏感能量转移到电容C36上,然后电阻R18将这部分能量消耗掉。Q1导通过程中,C36没有放电到0,那么Q1的漏源电压上升的一段时间内,电容不起作用,有利于反激过冲。2续流电极的确定R16、D14、C35构成的开关管保护电路可以消除开关管漏源间产生的反峰电压。Q1关断时,Q1上电流下降,变压器漏感会阻止电流减小,一部分电流继续流过Q1,另一部分通过D14对C35充电。C35的存在减缓了漏源间电压的上升。C35越大,漏源间电压上升得越慢,这样可以降低开关管的损耗。在选用续流二极管D14时选择了肖特基二极管。这种二极管在峰值电流为3A时,导通电压通常很小。4控制线路设计4.1u394an正常工作时电压稳定测试R3为UC3844AN的启动电阻,UC3844AN的启动电压为16V,当引脚7的输入电压高于34V时,UC3844AN内部的稳压管将电压稳定在34V。芯片启动后,变压器有耦合输出,12V供电绕组有12V输出,由D5、D6、D7、C26、C23、C24构成的电路为UC3844AN提供正常工作时的电压。UC3844芯片引脚4和引脚8之间接时间电阻R12,引脚4和引脚5接时间电容C33,引脚8的5V基准电压经R12给C33充电,振荡工作频率f=1.72/(C33R12)(kHz),C33单位为μF,R12单位为kΩ。4.2输出通过三端可调稳压管tla491和光催化作用,u3949引脚在PWM双环控制系统中,电压环的作用是稳定输出电压,在输入电压或负载扰动下保持输出稳定。图3左下角电路为5V电压反馈电路。变压器5V输出通过三端可调稳压管TL431和光耦H11A1以电压反馈的形式反馈到UC3844的引脚2。当5V输出绕组的电压大于5V时,加在三端可调稳压管上的参考电压升高,流过H11A1中二极管的电流增大,三极管上的电流也相应地增大,即UC3844的引脚2电压升高,误差放大器输出电压降低,占空比减小,流过开关管的峰值电流减小,使输出电压降低。5V输出电压小于5V时的情况与上述过程相反。4.3与电流比较器的其它电压比较采样电阻R17上的电压反映了变压器T1原边绕组上的电流大小。当开关管Q1导通时,R17上的电流逐渐增大,压降增加,通过R13将该电压反馈到芯片引脚3,该电压与电流比较器的另一端进行比较,当此压降达到一定值时,锁存器复位,开关管截止。正常运行时,R17的峰值电压由误差放大器控制,满足:Ι=Ue-1.43R17式中:I为检测电流,Ue为误差放大器的输出电压。UC3844的内部电流感应比较器反向输入端钳位为1V,因此最大限制电流为Imax=1/R17。为了抑制开关管Q1导通时产生的电流尖峰,该电