一种高性能低压差线性稳压器

一种高性能低压差线性稳压器

1基于双极型电路设计的ldo传统的线性电阻压缩器的输出电压通常比输入电压低2.5.3伏。这一压差除导致芯片承受的功耗增大外,亦使其难以适应低电源电压工作条件下的应用。低压差线性稳压器(LDO)可以做到输出电压仅稍低于输入电压。由于在上述两个关键技术问题上的优势,LDO作为新一代集成电路稳压器,在各种便携式电子产品和以电池为动力的系统,包括微处理器电源、电池充电电路、手机与各种PDA产品,以及数码相机等场合,获得了广泛的应用。为此,世界许多著名半导体厂商均投入巨资对其进行研发和改进。CMOS型的LDO线性稳压器也正在发展中。但是,由于受CMOS工艺本身的限制,尤其在此类电路中,PMOS调整管较大的栅极寄生电容导致电路的稳定性补偿控制上的困难,因此,在世界LDO顶级产品中,双极型电路仍占主导地位。本文提出一种高性能双极型LDO的设计,在输出电流为3.0A时,仍能保证其低压差特性,并且能提供较好的线性特性、负载特性和温度特性。其主要特点有:低压差、快速瞬态响应、内置的过流保护、过压保护和热保护,有固定和可调输出两种模式。2设计依据及保护电路图1为所设计LDO的电路框图。它由调整管(PassElement)、电压基准源(Vref)、恒流源偏置单元(CurrentSource)、误差放大器(包括跨导型运放(GM)和电流型运放(CurrentAmp)、电阻反馈网络R1和R2、热保护电路(ThermalLimit)、过压及过流保护电路(OVP&OCP)等组成。其中,调整管是PNP管T2和NPN管T1组成的达林顿管。电路的工作原理简述如下:系统上电后,恒流源给整个电路提供偏置,1.25V电压基准快速建立,输出Vo随着输入Vi不断上升。当Vo即将达到预定值时,由R1和R2组成的反馈网络得到的输出反馈电压也接近于基准电压值。此时,误差放大器将反馈电压和基准电压之间的误差信号进行放大,再经调整管T1和T2反馈到Vo,整个形成负反馈回路,保证Vo稳定在预定值上;同理,如输入电压变化,或者输出电流变化,此闭环回路的负反馈将使输出电压Vo保持不变。对于固定模式的LDO来说,有Vo=Vref×(R1+R2R1)Vo=Vref×(R1+R2R1)图2为所设计LDO的内部线路图,基准电压源决定了LDO电压变换器的输出精度。其中的基准电压源采用带隙结构,如图2所示,主要由Q16、Q17、Q28、Q29、R10、R12、R18、R19、C1组成,产生1.25V的带隙基准,按照低温度系数和低电压系数的标准设计构成。其基本思想是利用热电压VT的正温度系数与双极型晶体管VBE的负温度系数相互补偿,以减小基准电压的温漂,相应的表达式为:Vref=VBE+KVT由上式知,通过适当选取放大倍数K,可以使Vref在一定温度范围内获得近似为零的温度系数。偏置电路主要由Q4、Q5、Q6、Q7、Q8、Q9、R2、R5、R15组成。其中,R5是一个高值电阻,用作电路的启动;另有两个恒流源单元:R13、Q25、Q26和R14、Q22、Q23。当Vo与Adj之间的电压偏离Vref时,误差信号经过Q15、Q21、Q12、Q11各个单管放大后作用于调整管,调整管将调整其导通压降,迫使Vo与Adj之间的电压稳定在Vref;同理,当输出电流发生变化时,这个闭环回路仍将维持Vo与Adj之间的电压在Vref。除良好的温度漂移特性外,设计的LDO的重要特点是具有较为完备和可靠的保护功能,包括热保护、过流保护和过压保护。由于设计的LDO最大工作电流可达3A,产生的功耗将引起管芯的明显温升,有可能使器件不能正常工作,甚至损坏,所以,电路设计中对热保护电路给予了特别的关注:当工作温度超过允许的最高结温时,热保护可控制LDO停止工作,以防止烧坏管芯。设计中设定的最高工作温度为150℃,热保护电路主要由Q24、Q25、Q26、R1、R13组成。在正常情况下,因为R1上的压降远小于Q24的BE结导通阈值,Q24不工作。温度升高,pn结正向压降的负温度系数使其导通阈值降低,在温度保护点150℃处,R1上的压降使Q24的BE结导通。此时,Q24开始导通工作,其管压降迅速下降到0.2～0.3V,致使带隙基准源电路关断,使LDO停止工作,从而实现了热保护。过流保护则能防止因输出电流超过额定值导致的芯片损坏,当LDO因短路或其他原因使输出电流过大时,过流保护电路使稳压器迅速减流。本设计中电流限制的起始值取为3.0A,整个过流保护电路主要由Q14、Q18、R7、R8、R17、C3、Q19组成。当输出电流增大时,流过R17的电流也增大,导致Q18的集电极电流随之增大,Q20的发射极电流减小,Q20的集电极电流随之减小,集电极电位降低,发射极电位也随之降低,这导致Q19开始工作,其管压降迅速下降到0.2～0.3V,关断带隙基准,使LDO停止工作,从而实现了过流保护。内置的过压保护是所设计LDO芯片的又一个特点,尤其因为目前市场上常见的LDO芯片一般都缺少此项功能。它主要由Q13、R16组成。当输入电压超过限定值时,Q13反向击穿导通,导致流过R17的电流升高,后面的工作机制与过流保护相同,这里不再详述。3nn毛细管截止频率整个LDO的设计采用4μm700MHz双极型IC工艺实现。主要工艺参数如下:外延层厚度8μm,基区结深1.6μm,发射区结深1.4μm,NPN晶体管截止频率fT=700MHz,BVcbo=57V,BVceo=36V,BVebo=6.2V,隔离电压BVcs=80V。3.1调整管的n+磷扩散在设计LDO的版图时,功率管的设计至关重要。为了获得尽可能低的输入输出压降,并保证功率管有足够的输出电流,设计时应采取有效措施,降低集电极串联电阻,这亦有助于减少管耗;同时,设计还应考虑如何防止或减少二次击穿的发生。由于功率管占整个芯片面积的比例甚大,在许多情况下成为决定芯片大小的关键因素。因此,如何有效地控制功率管版图面积,也是设计的一个重点。为了减小调整管的集电极串联电阻,降低其饱和压降,设计中专门增加了一道深磷扩散的工序(见图3),即把调整管集电极的n+磷扩散做得特别深;另外,还应尽量缩短基区引线孔与发射区之间的距离。图3为所设计的调整管版图(局部图)。发射区的最窄条宽根据发射区的电流集边效应确定,本设计取26μm。发射区容许最大电流由所对应的基区引线孔一侧的发射区周长决定。假定发射极最大工作电流为ICM,发射极条长为L,有L=ICM/IEo式中,IEo为发射区单位周长最大电流,通常取0.04～0.16mA/μm。把发射区分成n条,则n=L/Ie(Ie为每个发射极条的有效条长)。本设计中,L取12812μm,n取28。通常认为,产生二次击穿的一个重要原因,是晶体管在大电流高功耗条件下工作时发射结中电流分布不均匀导致的局部区域过热。在该LDO的版图设计中,为了防止晶体管发生二次击穿,在多射极调整管的每个发射极条上串联一个低值镇流电阻(见图3)。利用镇流电阻的电流负反馈作用,可以降低局部电流的集中程度,从而改善各发射极梳条电流的均匀性,避免某些发射极条因电流的异常集中而诱发二次击穿,提高晶体管的二次击穿耐压值。3.2ldo输出电压的修正虽然现代集成电路工艺发展迅速,工艺质量及可控性与前期相比已有很大提高,但工艺离散性依然是设计中必须高度关注的问题,尤其是有关工艺参数的绝对值控制。其中一种方法,就是对需要加控制的绝对参数进行修正(trimming)。为了提高LDO产品输出电压的一致性,设计中通过相关电阻的修调来修正电压。总共设置了两个修调点。一是对电压基准的修正。由于电压基准是LDO中非常重要的部分,而其又不可避免地受到工艺容差的影响,因此,流片后必须对基准值进行修正,如图4所示。二是固定模式的LDO由于要求输出标称值的Vo,需对输出电压进行修正,以完成LDO输出电压的系列化,如图5所示。工艺中,进行修正的具体方法是将电路其他管脚与测试系统断开(包括电源和接地),根据片上测试所确定的应采用的电阻值,在限定电压和电流下,对对应的短路线施以瞬间电流冲击。由于短路线接通的瞬间电流可达数百mA,使短路线熔断,然后断开回路,修正完成。本芯片的短路线采用铝条。3.3最终方案的实施LDO整个版图如图6所示,版图面积为1450μm×1500μm,已顺利通过DRC和LVS验证。4模拟结果与讨论利用4μm700MHz双极工艺模型和Spectre仿真器,对设计的LDO进行了仿真和优化。以下为仿真得到的主要结果。4.1输出电压随时间的变化由图7可见,输入电压Vi由零增大至2.55V时,输出电压已达到稳定值1.25V。而Vi自2.55V变化到10.8V区间,输出电压的变化仅为1mV,相应的电压调整率小于0.015%/V。当Vi超过10.8V时,输出电压迅速走低,从而实现了过压保护。4.2输出电压随输出电流的变化图8中,输出电流在小于3A时,输出电压都能稳定在1.25V,当输出电流超过3A,输出电压迅速走低,从而实现了过流保护。4.3典型工作条件下的仿真结果图9是输出电压随温度的变化。当温度在0～125℃之间变化时,其温漂仅为50ppm/℃,反映了电路具有良好的温度特性;当温度超过约150℃时,输出电压迅速走低,从而实现了热保护。典型工作条件下的主要仿真结果如表1所列。对应的典型工作条件为:Vi=5V,Io=10mA,Io=3.0A。从以上结果可知,设计的LDO主要性能良好。同时,电路仿真特性曲线亦反映出电路的过压、过流和过热保护功能均已实现。其主要功能与性能参数均已达到设计要求。5生产及测试结果本文提出了一种高性能LDO的设计,在电路工作原理分析的基础上,介绍了其过压、过流和过热保护电路的设计,并就版图设计展开