正弦交流电源变换器设计方案

PAGEPAGEI正弦交流电源变换器设计方案目录TOC\o"3-3"\h\z\u\t"标题1,1,标题2,2"第1章绪论 11.1逆变器和逆变技术 11.1.1逆变器 11.1.2逆变技术 11.2逆变技术的应用及其发展 11.2.1逆变技术的应用 11.2.2逆变技术的发展概况 21.3逆变器中主要开关器件的特性 21.4逆变器分类及技术指标 31.4.1逆变器的分类 31.4.2逆变器的技术指标 31.5逆变器的数字控制 31.6课题来源及设计指标 3第2章逆变系统组成和供电设计 42.1逆变系统组成方案 42.2逆变系统框图 42.3辅助电源的设计 42.3.1电源控制芯片TOP221及其应用 42.3.2高频变压器的设计 52.4整流滤波电路的设计 62.4.1整流滤波电路的仿真 62.4.2整流滤波电路的器件选择 7第3章主电路的分析与设计 83.1主电路拓扑结构及工作原理 83.2开关管的选择 93.2.1MOSFET的原理及特点 93.2.2本逆变电源功率管的选取 93.3缓冲电路的设计 93.3.1减小关断损耗 93.3.2减小分布电感对开关过程的影响 93.4输出滤波器的设计 103.4.1输出滤波器的理论分析 103.4.2滤波电感与电容的设计及选择 10第4章驱动和保护电路的设计 114.1MOSFET驱动电路的设计 114.2信号采集与保护电路的设计 114.2.1输出电压电流检测电路 114.2.2过电流保护和欠压保护 124.3单片机最小系统及外围电路 12第5章控制电路的设计及软件流程 145.1正弦脉宽调制SPWM的原理与实现 145.1.1正弦脉宽调制（SPWM）的基本原理 145.1.2SPWM的控制方式 145.1.3SPWM的生成方法 155.2用ATmega16L产生SPWM 165.2.1ATmega16L简介 165.2.2SPWM脉冲数据的计算 165.2.3用ATmega16L产生SPWM脉冲 175.3闭环控制实现 185.3.1闭环控制方法 185.3.2SPWM表的更新 195.4缓启动的实现 195.5软件流程图 19第6章显示电路的设计 206.1显示电路框图 206.2硬件设计 206.2.1单片机最小系统和1602液晶显示屏接口电路 206.2.2电压电流信号采集处理电路 216.2.3电源电路 226.3软件设计 226.3.2程序流程图 226.3.1软件结构 226.4显示效果 23第7章实验数据分析 247.1效率分析 247.2波形分析 247.2.1输出电压波形 247.2.3MOSFET栅极驱动电压波形（开通和关断） 257.2.4SPWM波形 257.3设计任务与试验结果对比 267.4测量仪器及型号 277.5硬件电路外观 27小结 29参考文献 31附录1主要程序 32附录2控制电路原理图 39附录3逆变电路原理图 40附录4显示电路原理图 41摘要在生产出口到美国、日本等国家的电器设备时，需要使用110V/60Hz标准电网进行检测。由于我们国家的市电电网标准是220V/50Hz，无法通过变压器直接得到110V/60HZ的电源。因此，需要一个逆变电源从220V/50HZ电网中获取电能经过降压变频变换成110V/60Hz的电源。本次设计的目标就是这种逆变电源。本电源采用功率MOSFET开关管组成全桥结构的逆变电路，由电感、电容组成滤波电路，逆变电路和滤波电路构成该逆变电源的功率主电路。目前的逆变电源大多采用SPWM技术，即正弦脉宽调制技术。其控制电路和SPWM产生电路多采用模拟电路实现，电路结构比较复杂受外界环境影响大，频率和电压有温漂现象，限制了系统的精度和性能。本逆变电源的设计以ATmega16L单片机为核心构成SPWM产生和闭环控制电路，实现从SPWM调制信号的产生到闭环控制的全数字化控制。电路中加入硬件欠压和硬件过流保护，同时结合单片机程序在欠压、过流情况下对电路进行封锁保护，确保了系统安全可靠地运行。为了能够直观了解电路运行情况，由显示电路对逆变电源运行参数进行实时显示，包括输出电压、电流、功率和功率因素等。经过试验本逆变电源工作可靠，输出电压波动小，输出波形失真小，而且在满负载情况下输出效率高达89.7%。本文首先对逆变电源的组成和基本原理进行介绍，然后是对各部分的硬件、软件进行分析和设计，最后分析逆变电源的驱动波形、输出波形和效率。试验证明，本电源的设计全部达到并高出了指标的要求。关键词：逆变；ATmega16L；SPWM第1章绪论1.1逆变器和逆变技术1.1.1逆变器所谓逆变器[1]，是指整流器的逆向变换器，其作用是通过半导体功率开关器件的开通和关断作用，把直流电能变换成交流电能的一种电力电子变换器。由于它是通过半导体功率开关器件的开通和关断来实现电能变换的，因此其变换效率比较高，但变换输出的波形却很差，是含有相当多谐波成分的波形，因而还需要通过交流低通滤波器进行滤波。1.1.2逆变技术逆变技术，是电力电子学四种变换技术中最主要的一种[8]，这四种变换是:(1)DC-DC变换；(2)AC-DC变换；(3)AC-AC变换；(4)DC-AC变换。电力电子学，亦称为电力电子技术，是应用半导体功率开关器件的开通和关断，实现电能的变换或控制的技术。它包括电压、电流、频率、相数和波形等方面的变换，电力电子技术是电力技术(发电机、变压器等各种电力设备和处理电能的电力网络)、电子技术(各种电子器件和处理信息的电子电路)和控制技术(模拟控制理论和数字控制理论)三者相结合的一种新兴交叉学科。1.2逆变技术的应用及其发展1.2.1逆变技术的应用21世纪是能源开发、资源利用与环境保护互相协调发展的世纪，能源的优化利用与清洁能源的开发，是能源资源与环境可持续发展战略的重要组成部分。具有世界三大能源之称的石油、天然气和煤等化石燃料将逐渐被耗尽，氢能源与再生能源将逐渐取代化石燃料而成为人类使用的主体能源，这种能源的变迁将迫使发电方式产生一次大变革，使用氢能源与再生能源的高效低污染燃料电池发电方式将成为主体发电方式。因此，逆变技术在新能源的开发与利用领域有着至关重要的地位。除此之外逆变技术还有下列主要应用[3]：(1)交流电机变频调速：采用逆变技术将市电电网电压变换成幅值可调、频率可调的交流电供给交流电动机，以调节电动机的转速，可用于控制风机、水泵、机床、轧机、机车牵引、电梯、传动及空调器等很多领域。(2)UPS电源系统：在许多领域中被广泛应用的计算机、通信设备、检测设备等都需要采用UPS电源。UPS电源主要由整流器(包括充电器)和逆变器组成。在市电有电时，整流器为蓄电池充电,在市电停电时，蓄电池通过逆变器向负载继续供电。(3)电动汽车：随着汽车数量的不断增加，排放气体对环境造成的污染越来越严重，已经成为空气污染的主要来源。各大汽车公司均投入巨资积极发展电动汽车。不管是采用蓄电池的电动汽车还是采用燃料电池的电动汽车，在用交流电动机作为动力时，都必须用逆变器把电池的直流电能变换成交流电能来驱动交流电动机。(4)感应加热：中频炉、高频炉及电磁炉等设备都是采用逆变技术产生交流电，从而产生交变磁场，金属在磁场中产生涡流而发热，从而达到加热的目的。(5)谐波治理：市电电网中的谐波，主要是由各种电力电子装置、变压器、荧光灯等产生的。采用由逆变器制成的电力有源滤波器APF和静止无功功率补偿器SVC，可以有效地治理市电电网的谐波污染。这是当前正在兴起的一门新技术。另外，逆变技术在弧焊电源、通信开关电源、医用电源、变频电源以及航空逆变器等领域都有应用。总之，逆变器技术已经涉及各行各业，以及各种领域的用电设备。1.2.2逆变技术的发展概况一般认为，逆变技术的发展可以分成如下三个阶段[1]。1956-1980年为传统发展阶段，这个阶段的特点是，开关器件以低速器件为主，逆变器的开关频率较低，输出电压波形改善以多重叠加法为主，体积重量较大，逆变效率较低，正弦波逆变技术开始出现。1981-2000年为高频化新技术阶段，这个阶段的特点是，开关器件以高速器件为主，逆变器的开关频率较高，波形改善以PWM为主，体积重量小，逆变效率高，正弦波逆变技术的发展日趋完善。2000年至今为高效低污染阶段，这个阶段的特点是以逆变器的综合性能为主，低速与高速开关器件并用，多重叠加法与PWM法并用，不再偏向追求高速开关器件与高开关频率，高效环保的逆变技术开始出现。逆变技术虽然发展历史不长，但发展迅速。随着电力电子功率器件向高压、大容量化、集成化、全控化、高频化及多功能化的方向发展[9]，材料学科的超导材料和软磁材料的惊人发展速度以及智能化控制技术、信息网络技术的发展，相信不久的将来，逆变技术一定会进入一个新的发展时代。1.3逆变器中主要开关器件的特性(1)功率场效应管MOSFET[10]:功率MOSFET是一种全控型三端开关器件。其特点是开关速度快，安全工作区宽，热稳定性好，线性控制能力强，采用电压控制，易于实现数控，因此常常作为开关器件实现电量的逆变换。MOSFET的缺点是输入阻抗高，抗静电干扰能力差，承载能力和工作电压较低，多用于电压为500V以下的低功率高频开关逆变器。由于受功率的限制，因此它只适用于小功率逆变器。(2)IGBT场效应晶体管:IGBT是一种新发展起来的复合型功率开关器件，它既有单极型电压驱动的MOSFET的优点，又结合了双极型开关器件BJT耐压高、电流大的优点。其开关速度显然比功率MOSFET低，但远高于BJT，又因为它是电压控制器件，故控制电路简单、稳定性好。IGBT的最高电压为1200V，最大电流为1000A，工作频率高达100kHz。它具有电压控制和开关时间(约为300ns)MOSFET开关器件的开关频率特性是最好的，但因其目前的功率较小，故不能在大功率逆变器中应用。IGBT的开关频率特性也比较好，目前已被广泛地应用于中大型逆变器中。1.4逆变器分类及技术指标[2]1.4.1逆变器的分类逆变器基本上分为单相和三相两大类，单相逆变器适用于小、中功率，三相逆变器适用于中、大功率。按输入电源分为电压型、电流型和谐振环型，按电路结构分为全桥式、半桥式和推挽式，按输出波形分为正弦波、非正弦波。1.4.2逆变器的技术指标逆变器的技术指标，通常用额定容量、逆变效率、功率密度(功率/体积，功率/重量)、输入电压变化范围、输入电流纹波的峰峰值、输出电压静态精度、输出电压频率精度、输出电压直流分量、负载的功率因数、输出电压波形质量、过载能力、短路能力、平均无故障时间间隔(MTBF)等技术指标来衡量它的技术性能。1.5逆变器的数字控制逆变电源的控制方法有传统的PID控制、无差拍控制、重复控制和变结构控制等。随着数字技术的发展，采用微处理器的数字控制使这些控制方法在逆变电源控制系统中得以实现。数字控制具有硬件电路结构简单[19]、抗干扰能力强、可靠性高的优点:控制策略的改变只需通过改写软件来实现，控制灵活，调试、维护方便。1.6课题来源及设计指标我国的民用电标准为220V/50Hz，而美国、日本等国家的民用电却是110V/60Hz。在生产出口到这些国家的电设备时，需要使用110V/60Hz标准电网进行检测。例如在110V/60Hz水汞电机生产中，电压和频率对电机的运行都有影响。由于我们国家的市电电网标准是220V/50Hz，无法通过变压器直接得到110V/60HZ的电源。因此，需要一个逆变电源从220V/50HZ电网中获取电能经过降压变频变换成110V/60Hz的电源。本课题即来源于此，其设计指标为：从220V/50Hz交流市电中获取电能，输出110V/60Hz的正弦交流电。电源变换装置的最大输出功率为200W，负载变化时，其输出电压幅值变化不大于±10%。当输出电流大于2.5A时，以降电压形式进入过载保护。输出交流电中的直流分量不大于1V，高次谐波分量不大于5%。电源变换装置的总效率大于70%。

第2章逆变系统组成和供电设计2.1逆变系统组成方案该设计要求从220V/50Hz的交流电中获取电能，然后通过变换器逆变出110V/60Hz的交流电，所以必须先对220V/50Hz的交流电进行整流滤波得到稳定的直流电，再进行逆变输出。由于本系统对输出电压幅值变化和高次谐波分量都有明确的指标要求，因此控制部分采用普通的闭环反馈控制和SPWM控制，控制核心为ATMEL公司的ATmega16L单片机。系统中采用两片单片机分别进行控制和显示，一片完成SPWM的生成及输出电压、电流的检测与闭环控制，由该单片机及其外围电路构成控制电路；另一片单片机负责显示输出电压、电流、功率和功率因素等，由该单片机及其外围电路构成显示电路。这样采用两片单片机分别完成逆变控制和输出显示，从而提高了系统的实时性，使系统运行更可靠更直观。2.2逆变系统框图整流滤波逆变主电路驱动电路控制电路显示电路辅助电源整流滤波逆变主电路驱动电路控制电路显示电路辅助电源电压电流检测输出滤波~110V/60Hz~220V如图2.1所示220V的交流市电经整流滤波电路取得高压直流电，供给逆变电路使用。高压直流经过逆变电路逆变之后输出一系列经正弦波调制矩形脉冲波，经过输出滤波后可形成正弦波。控制电路进行输出电压电流的检测并完成闭环控制。显示电路将电源的运行参数显示到液晶屏上，如输出电压、电流、功率和功率因素等。辅助电源用来向驱动电路、控制电路和显示电路提供相应的工作电压。2.3辅助电源的设计2.3.1电源控制芯片TOP221及其应用逆变电源的驱动电路、控制电路和显示电路需要不同的直流电源供电，而输入的电源是220V交流电，因而需要设计一个合适的辅助电源。辅助电源的需要三路输出，分别为5V、12V和15V，其中5V为单片机及逻辑电路供电，12V为驱动电路供电，15V为显示电路供电。考虑到辅助电源的效率和在输入电压变化的情况下能有较稳定的输出，这里选择开关电源作为辅助电源。开关电源因具有重量轻、体积小、效率高、稳压范围宽等优点，在电子电气、控制、计算机等许多领域的电子设备中得到了广泛的使用[11]。电源控制芯片采用PI公司TOPSwitch系列中的TOP221。TOPSwitch单片开关电源是美国PI公司推出的新型高频开关电源芯片[21]，它仅用了3个管脚就将开关电源所必需的具有高压N沟道功率MOS场效应管、100kHz高频振荡器、电压型PWM控制器、高压启动偏置电路、基准电压、误差放大器、用于环路补偿的并联偏置调整器和故障保护功能块等全部集成在一起了。采用TOPSwitch器件的开关电源与分立的MOSFET功率开关管组成的开关电源相比，具有电路结构简洁、成本低廉、制作及调试方便,性能稳定、自保护完善等优点。因为辅助电源的输出功率不是很大，所以采用反激拓扑结构[13]。输入220V的交流电经过全桥整流、滤波输出310V左右的直流电压。变压器输出经过快恢复二极管整流、电感电容滤波得到直流电，通过光耦实现隔离反馈使输出电压稳定。辅助电源原理图见图2.2。图2.2辅助电源原理图2.3.2高频变压器的设计[4]辅助电源的输出功率不大，激励采用TOP221Y器件，开关频率为100kHz，其内部MOS管的耐压为700V，输出功率小于12W。为了了简化电路结构，辅助电源变压器采用反激励工作方式[12]，开关周期为10μS，其中反激励时间为5.5μS，正激励时间为4.5μS，正激励电压为305V，根据电感的伏秒平衡法则反激励电压应为250V。按5W输出功率计算，每一个周期里变压器储能应该达到50μJ，即Li1m2=100μJ。而Li1m=U1t1，所以有：(2-1)(2-2)变压器初级绕组的电感量应该达到18mH。计算变压器初级绕组的匝数：①若变压器采用EI28规格，其磁芯的材料为铁氧体，平均磁路长度为56mm，中心磁芯截面积为77mm2。这一规格的变压器为了避免磁芯出现磁饱和，绕组的最少匝数为：(2-3)为了达到18mH电量的绕组匝数：(2-4)显然，绕72匝磁路闭合时必定会出现磁饱和。解决的办法就是在磁路中设置气隙以增加磁路磁阻Rm，同时增加绕组匝数。若绕组匝数增加至100匝，应该留出的气隙厚度计算如下：(2-5)(2-6)气隙厚度为l0=0.014mm。副边12V输出绕组的匝数根据变压比可确定为9匝，15V输出绕组的匝数为12匝，5V输出绕组的匝数为4匝，10V反馈绕组为8匝。2.4整流滤波电路的设计2.4.1整流滤波电路的仿真图2.3整流电路仿真模型使用电力电子仿真软件OrCAD进行电路仿真[16]，仿真模型见图2.3，仿真结果如表2.1。从表中可以看出电感、电容容量的增加都有利于输出纹波的减小，而电感的增加还可以延长二极管的导通续流时间，有利于整流电路功率因素的提高。图2.4和图2.5是电感为40mH，电容为4000uF的仿真波形图。图2.4显示电感上的电流波形图，从图中可以看出续流时间约为6ms，这时的功率因素可以达到0.8左右，图2.5显示输出电压纹波为1.6V，输出电压为250V，电压调整率小于1%。表2.1整流电路滤波参数仿真结果滤波电感（mH）滤波电容（uF）负载电阻（Ω）电流持续时间（ms）功率因数平均电压（V）纹波（V）10100020040.592781020100020050.7126883010002005.50.76259740100020060.8125263020002005.50.762584.53030002005.50.762582.53040002005.50.76257.51.63050002005.50.76257.51.240400020060.812521.6图2.4仿真电感上的电流波形图图中横向每大格为5ms，每小格为1ms，从图中可以看出电感续流时间为6ms。图2.5仿真输出电压纹波图图中纵向每大格为1V，每小格为0.2V，从图中可以看出纹波电压为1.6V，输出电压平均值约为250V。2.4.2整流滤波电路的器件选择图2.6整流电路原理图如图2.6所示，220V交流电先经过二极管全桥整流，再通过电感、电容进行滤波得到稳定的直流电。这里加电感的目的是提高整流电路的功率因素。实际电感量为39mH，内阻1.125Ω，电容由12个330uF/450V的电解电容并联和8个1000pF的高压瓷片电容组成。

第3章主电路的分析与设计3.1主电路拓扑结构及工作原理图3.1主电路结构直流输入电压为250V，采用全桥逆变结构，输出采用LC滤波，电路结构如图3.1所示。控制方式采用单极性SPWM，开关管Q1和Q3的控制信号为互补的SPWM信号，Q2和Q4各通180度，对应的波形如图3.2所示。图3.2开关管驱动波形开关过程分析:对于输出正弦波频率为60Hz时，在前半周期T0-T5内，当Q1和Q4导通时，直流电源向负载供电并给输出滤波电感充电，Q1关断后，Q4继续导通，电感电流通过Q4及Q2的反并联二极管续流。当前半周结束时，Q1和Q4都关断，则电感电流通过与Q2和Q3反并联的二极管向电源充电。在后半周期T5-T6内，过程前半周期相似。3.2开关管的选择3.2.1MOSFET的原理及特点电力MOSFET是用栅极电压控制漏极电流的，因此它的第一个显著特点是驱动电路简单，需要的驱动功率小。第二个显著特点是开关速度快，工作频率高。另外，电力MOSFET的热稳定性优于GTR。但是电力MOSFET电流容量小，耐压低，一般只适用于功率不超过10kW的电力电子装置。电力MOSFET在导通时只靠多子导电，是单极性晶体管。其导电机理与小功率MOS管相同，但结构上有较大区别。小功率MOS管是一次扩散形成的器件，其导电沟道平行于芯片表面，是横向导电器件。而目前电力MOSFET大都采用了垂直导电结构，所以又称为VMOSFET。这大大提高了MOSFET器件的耐压和耐电流能力。电力MOSFET是多元集成结构，一个器件由许多个小MOSFET元组成。电力MOSFET的通态电阻具有正温度系数，这一点对器件并联时的均流有利。由于MOSFET只靠多子导电，不存在少子存储效应，因而其关断过程是非常迅速的。MOSFET的开关时间在10-100ns之间，工作频率可达100kHz以上，是主要电力电子器件中最高的[14]。需要注意的是虽然电力MOSFET是场控型器件，但是在开关过程中需要对输入电容充放电，仍需要一定的驱动功率。开关频率越高，所需要的驱动功率越大。3.2.2本逆变电源功率管的选取本逆变电源的输出最大功率250W。功率不是很大，故选用MOSFET作为开关器件。根据逆变电源的对MOSFET的开通电流、关断电压、工作频率及最大耗散损耗的要求，选择型号为IRFPC50的第三代功率MOSFET[22]，其封装为TO-247，参数如下：温度为25度时，漏极额定电流ID为11A，100度时为7A。而逆变电源在过载时输出电流有效值约为2.5A，峰值3.5A左右，因此满足电流的要求；关断时漏极耐压VD值为600V，由于关断尖峰电压很小，因此也满足要求；其开通时间和关断时间的典型值以及MOSFET内部反并联二极管的反向恢复时间均能满足本逆变电源工作在20kHz的开关频率；另外，管子在温度为25度时最大耗散功率分别达180W，也保证了管子在一定开关损耗下的稳定工作。3.3缓冲电路的设计3.3.1减小关断损耗在逆变电源中，开关损耗是MOS管损耗的主要部分[6]，它影响到逆变电源的效率、散热的设计甚至开关管的寿命。引起开关损耗的原因是MOS管子开关过程中，MOS管开通(关断)时，其两端电压的上升(下降)与电流的下降(上升)有重叠面积。设计中采用在每个MOS管的漏极和源极之间并联一个瓷片电容作为缓冲电路来减小开关损耗。其工作原理是:当MOS管关断时，直流电源向缓冲电容充电，这样就把关断电流转移到缓冲电容上，而MOS管的电流迅速下降到零，大大减小了电压上升和电流下降时的重叠面积，从而减少关断损耗。这样不仅降低了关断时的损耗，也使关断时的漏极的电压、电流变化率减小。当MOSFET开通时，缓冲电容通过MOSFET放电，这样就增加了MOS管开通时的电流，因此缓冲电容不能太大，另外在MOSFET最短的导通时间内(对应最小脉冲宽度)，缓冲电容要能够充分放电。经过试验，选用的瓷片电容容量为470pF。3.3.2减小分布电感对开关过程的影响分布在交流输出线上的电感可以算作滤波电感，因此不需要考虑。对MOS管来说，产生影响的主要是高压直流导线上的分布电感[5]，不但会影响续流二极管的反向恢复过程，还会在关断是产生过电压，一般在设计主要有两种方法：一是优化硬件电路结构尽量减小分布电感，二是利用各种缓冲电路来吸收分布电感的储能。设计中在高压直流上加两个0.1uf的CBB电容吸收直流导线上分布电感的储能，两个电容应靠近MOS管的漏极，这样才能吸收管子漏极的过电压。同时，在设计功率电路板时，将桥臂支路的连线减小到最小。实验证明，这样做确实可以消除管子关断时产生的尖峰电压。3.4输出滤波器的设计3.4.1输出滤波器的理论分析在逆变电源中，输出滤波通常采用LC滤波。电感起到续流的作用，电容可以使波形更加平滑，减小高次谐波。通常使用的滤波器结构如图3.3所示。图3.3滤波器结构输出滤波器的参数，即电感值L和电容值C与SPWM频率紧密相关。SPWM频率高，可以减小滤波器的参数和体积，但会增加开关损耗，对逆变器的效率不利。具体设计时，可根据截至频率和负载来选择。3.4.2滤波电感与电容的设计及选择在SPWM调制下，输出谐波均为开关频率以上的高次谐波，因此取截止频率为输出频率的1/10，即有下式：(3-1)SPWM的频率为20k，截止频率小于或等于2k。取滤波电容为2μf滤波电感值为4mH，由上式可算出截止频率为1.8k，满足滤波要求。在电感器的设计中，磁芯选择铁粉芯，导线直径为1mm。实验证明，输出滤波器的输出正弦波形很好，在满载情况下失真度只有2.1%

第4章驱动和保护电路的设计4.1MOSFET驱动电路的设计虽然电力MOSFET是压控型器件，但是在开关过程中需要对输入电容充放电，仍需要一定的驱动功率。开关频率越高，所需要的驱动功率越大。由于MOSFET的工作频率较高易被干扰，所以驱动电路应具有较强的抗干扰能力。在本设计用现有专用的MOSFET栅极驱动器IR2110，IR2110是美国IR公司生产的高压、高速驱动器。IR2110的主要特点有[23]：具有独立的低端和高端输入通道，具有欠电压同时锁定两通道功能；悬浮电源采用自举电路，其高端工作电压可达500V；功率器件的栅极驱动电压范围10～20V；逻辑电源电压范围5～15V，工作频率高，可达500kHz；开通、关断延迟小，分别为120ns和94ns；输出峰值电流为2A。图4.1IR2110构成的驱动电路图4.1中是用IR2110构成的半桥驱动电路，本逆变电源采用两组半桥构成全桥结构。图中D1、C4和C5构成自举二极管和自举电容。R1、R5为限流电阻防止开通瞬间电流过大，D3、D9为放电二极管可以加快栅极放电减少关断延时，R3、R7为保护电阻。SD是芯片的保护端，SD=1芯片封锁输出，SD=0时芯片正常工作。假设Q2开通期间自举电容上已经充到最高电压，在Q2关断期间自举电容为Q1的开关驱动提供足够的电压，在此过程中Q1共有170次开关，当Q2再次开通时自举电容重新充电的最高电压。查的IRFPC50栅电荷Qg为140nc，芯片驱动工作电压12V，取MOSTET最小驱动电压9V，则自举电容：(4-1)实际取电解电容C5为100uF，CBB电容0.1uF。4.2信号采集与保护电路的设计4.2.1输出电压电流检测电路电压电流检测电路如图4.2所示。电流检测由电流互感器和运算放大器构成，电流互感器的互感比例为5A-5mA。电流互感器次级接一个33Ω的采样电阻，经过运算放大器放大，二极管整流，RC电路滤波得到稳定的输出电压IF，IF的大小与输出电流大小成正比。电压检测电路由电压互感器和运算放大器构成，电压互感器输入输出参数为2mA-2mA，初级接一个限流电阻使次级电流小于2mA。次级接一个采样电阻经过运算放大器放大，二极管整流，RC电路滤波得到稳定的输出电压VF，VF的大小与输出电压大小成正比。图4.2电压电流检测电路4.2.2过电流保护和欠压保护图4.3过电流保护和欠压保护电路过电流保护和欠电压保护如图4.3所示，过电流保护采用电压比较器结合单稳态触发电路实现，欠电压采用电压比较器实现。当发生过电流时IF大于3.5V电压比较器输出低电平，单稳态触发电路有NE555构成，低电平触发，暂稳态输出高电平，暂稳态时间约2s。当输入电压小于200V时电压比较器输出高电平，反之输出低电平。CD4001是或非门，只要过电流和欠压有一个满足则SD为高电平，IR2110封锁输出实现保护目的。当SD=1时，SD_V=0，发光二极管点亮，指示电路进入保护状态。4.3单片机最小系统及外围电路单片机最小系统是单片机能够正常工作的基本电路，用于SPWM产生和控制，外围电路是单片机最小系统的功能扩展，以便实现最佳控制。单片机最小系统及外围电路如图4.4所示。R31、C22组成复位电路，Atmega16单片机可以通过熔丝的设置来选择不同的时钟源，为了得到稳定的时钟频率这里选用外部晶体振荡器Y1。单片机工作电压选用5V便于和其他逻辑电路连接，单片机数模转换供电端AVCC由5V电源经电感L3、C20和C21滤波后供给，用TL431降压到4V作为AD基准电压。JTAG接口为单片机下载程序和在线仿真。CD4053是数字控制的二选一模拟开关，共有3组。其中两组用作SPWM的切换，用PWM_C控制SPWM的切换，每个半个周期作一次改变，这样可以保证在任何时刻只有对角的两个MOS管可以导通。另外一组用作电压电流的选择采样，电压VF、电流IF通过电压比较器作比较，比较器输出用于控制CD4053，结果是使CD4053选择较大的一个送给单片机采样。当输出电流小于2.5A时，IF小于VF，此时单片机AD采样得到的是VF，单片机可以根据VF的大小做出合适的调节。当输出电流大于2.5A，IF大于VF，此时单片机AD采样得到的是IF的大小，单片机做出合适的调节防止输出电流进一步增加。图4.4单片机最小系统及外围电路

第5章控制电路的设计及软件流程5.1正弦脉宽调制SPWM的原理与实现5.1.1正弦脉宽调制（SPWM）的基本原理在采样控制理论中有一个重要的结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。如图5.1所示，将半个周期正弦波波形分成8等分，就可以把正弦波看成由8个彼此相连的脉冲所组成的波形。这些脉冲宽度相等，都等于1/8，但幅值不等，且脉冲顶部不是水平直线，而是曲线，各脉冲的幅值按正弦规律变化。如果把上述脉冲序列用同样数量的等幅而不等宽的矩形脉冲序列代替，且使矩形脉冲和相应的正弦部分的面积(冲量)相等，就得到图中相应的脉冲序列，像这种脉冲的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形，也称SPWM波形。在SPWM波形中，各脉冲的幅值是相等的，要改变等效输出正弦波的幅值时，只要按同一比例系数改变各脉冲的宽度即可。图5.1SPWM原理波形5.1.2SPWM的控制方式ωtωtωtuuSPWM的控制方式有单极性控制方式和双极性控制方式。所谓单极性控制方式是在正弦调制波的半个周期内，三角载波只在正或负的一种极性范围内变化，所得到的SPWM波也只处于一个极性的范围内，当调制信号电压高于三角波电压时，相应输出电压为高电平，反之则产生低电平。负半周先经过倒相再用同样的方法调制而成。调制结果是产生等幅、不等宽的脉冲列。如图5.2所示。ωtωtUωtωtUU图5.3双极性SPWM波形双极性控制时逆变器同一桥臂上下两个器件交替通断，处于互补的工作方式。两个桥臂的驱动信号都是互补的，但实际上为了防止上下MOS管直通，在给一个臂施加关断信号后，在延迟一定时间，才给另一个臂施加导通信号。这个延迟时间又称为死区时间，它的长短主要由功率开关器件的关断时间决定。死区将会给输出的PWM波形带来影响，从而产生一些谐波。5.1.3SPWM的生成方法SPWM可以用振荡器、比较器等通用集成电路来实现，但所用元件多，控制线路比较复杂，控制精度也难以保证；也可以用SG3525等专用集成电路产生SPWM[15]。控制线路简单，但要实现闭环控制比较困难。在微电子技术飞速发展的今天，以微机为基础的数字控制方案日益被人们采纳，此方法控制电路简单可靠，利用软件产生SPWM波，减轻了对硬件的要求，且成本低，受外界干扰小。5.2用ATmega16L产生SPWM5.2.1ATmega16L简介[20]ATmega16是基于增强的AVRRISC结构的低功耗8位CMOS微控制器。由于其先进的指令集以及单时钟周期指令执行时间，ATmega16的数据吞吐率高达1MIPS/MHz，从而可以缓减系统在功耗和处理速度之间的矛盾。ATmega16有如下特点:16K字节的系统内可编程Flash(具有同时读写的能力，即RWW)，512字节EEPROM，1K字节SRAM，32个通用I/O口线，32个通用工作寄存器，用于边界扫描的JTAG接口，支持片内调试与编程，三个具有比较模式的灵活的定时器/计数器(T/C),片内/外中断，可编程串行USART，有起始条件检测器的通用串行接口，8路10位具有可选差分输入级可编程增益(TQFP封装)的ADC，具有片内振荡器的可编程看门狗定时器，一个SPI串行端口，以及六个可以通过软件进行选择的省电模式。ATmega16以工作电压范围不同有两种型号，工作电压在4.5V-5.5V的型号是ATmega16，最大工作频率16M；工作电压在2.7V-5.5V的型号是ATmega16L，最大工作频率8M。本设计选用ATmega16L单片机。5.2.2SPWM脉冲数据的计算表5.1四分之一SPWM表368111417192225283033363841444649525457596264676972747779818486889093959799101103105107109111113115116118120121123125126128129130132133134135137138139140141142143143144145146146147147148148149149149150150150150150本逆变电源采用全桥结构，其控制方式采用单极性SPWM。SPWM数据产生的基本原理是冲量相等即面积相等。在程序中预先放入一个四分之一SPWM表（如表5.1），这个表通过excel按照正弦规律产生（如图5.4）。由于正弦波的的对称性，可以用程序将四分之一SPWM表还原成完整的SPWM表，程序运行时按照这个预先存放的SPWM表产生SPWM波，通过闭环控制和程序计算可以更新SPWM表，这样不仅可以输出正弦波也可以改变输出电压。表5.1显示四分之一SPWM信息共有85个，其中的数值表示SPWM的高电平时间常数，周期为196个时间常数。图5.4中显示由表5.1还原成正弦波的形状。图5.4由SPWM还原的正弦波5.2.3用ATmega16L产生SPWM脉冲本设计使用ATmega16L单片机的相位与频率修正PWM模式产生PWM波，相频修正PWM模式可以产生高精度的、相位与频率都准确的PWM波形。相频修正PWM模式基于双斜坡操作。计时器重复地从BOTTOM计到TOP，然后又从TOP倒退回到BOTTOM。在一般的比较输出模式下，当计时器往TOP计数时若TCNT1与OCR1x匹配，OC1x将清零为低电平；而在计时器往BOTTOM计数时TCNT1与OCR1x匹配，OC1x将置位为高电平。工作于反向输出比较时则正好相反。图5.5相位与频率修正PWM模式的时序图相频修正PWM模式的PWM分辨率可由ICR1或OCR1A定义。在本设计中定义ICR1为计数上限TOP，计数器的数值一直累加到ICR1，然后改变计数方向。在一个定时器时钟里TCNT1值等于TOP值。具体的时序见图5.5。图中给出了当使用ICR1或OCR1A来定义TOP值时的相频修正PWM模式。图中同时包含了普通的PWM输出以及反向PWM输出。TCNT1斜坡上的短水平线表示OCR1x和TCNT1的匹配比较。由于定义ICR1为计数上限TOP，当TCNT1达到TOP值时CF1置位。这些中断标志位可用来在每次计数器达到TOP时产生中断，在中断服务程序中可以更改OCR1A的值达到改变PWM脉宽的目的，OCR1A值除以ICR1的值既是输出PWM的占空比。程序中定义ICR1等于196，相对应得PWM的周期等于49us，也就是SPWM频率为20.4kHZ。60Hz正弦波的周期为16.667ms，约等于340个PWM周期16.66ms，两者存在的偏差很小满足设计要求。5.3闭环控制实现5.3.1闭环控制方法基本的控制方法有比例、积分、微分即PID控制[17]。Kp是比例控制的放大倍数，提高Kp可以系统的开环增益，减小系统的稳态误差，从而提高控制系统的控制精度，但会减小系统的相对稳定性，甚至造成闭环系统不稳定。为了使用较小的Kp同时提高系统稳态精度，这时可以在系统中增加积分控制，积分项会将偏差累积起来进行反馈直到偏差消除。微分的作用是可以反应输入信号的变化趋势，产生早期的修正信号，增加系统的阻尼程度改善系统的相对稳定性。本设计的闭环控制是用单片机控制的，所以采用的是数字闭环控制。考虑到单片的计数能力有限，如果使用复杂的PI计算将很难达到实时控制效果，因此在设计中结合PI控制思想采用工程整定方法[18]，使用查表的方式实现。设计任务要求输出110V交流电，经过实际调试在输出110V交流电的情况下8位AD采样的结果是190，按照PI控制思想当AD采样大于190时，输出减小直到AD采样等于190；AD采样小于190时，输出增大直到AD采样等于190。5.3.2SPWM表的更新在程序中预先存放一个SPWM表，该表对应输出最大电压。每次更新SPWM表时乘以一个小于1的常数。由于单片机不善于做浮点运算，因此将SPWM表中数据先左移8位相当于乘以256，再除以反馈值，反馈值的范围在256-1536之间。反馈值是根据AD采样结果查表取得的，当AD采样大于190时反馈值减小，当AD采样小于190时反馈值增大。5.4缓启动的实现在逆变电源输出端短路的情况下，如果此时开机则很有可能在电路进入保护前就已经烧毁，所以有必要增加缓启动。换启动时间200ms，这样就可以让保护电路有足够长的是时间准确判断是否过流。在缓启动阶段使用预设的SPWM表作为单片机产生SPWM的表，在200ms内每隔50ms增加一个电压级别。5.5软件流程图开始等待保护解锁开始等待保护解锁保护中断初始化看门狗初始化PWM初始化AD初始化定时器0初始化更新SPWM表保护中断关闭PWM输出关闭AD采样中断服务程序结束等待保护解锁等待看门狗复位ADC转换结束中断保存AD采集结果完成8次采样取平均中断服务程序结束逆变系统中的控制电路程序流程图如图5.6所示。从图中可以看出，在程序中一共用了两个中断，一个是保护中断，另一个是AD采样中断。进入保护中断后立即关闭PWM输出，保证硬件电路在保护状态下的安全。AD采样中断用于保存采样结果，若完成8次采样则计算出8次采样的平均值。在主程序中，单片机开始运行时首先是等待保护电路的解锁，只有欠压保护和过流保护都解除的情况下单片机才进入下一步的运行。经过一系列的初始化，最后进入更新SPWM表的不断循环中。

第6章显示电路的设计6.1显示电路框图单片机最单片机最小系统电压电流取样处理1602液晶屏显示使用Atmega16单片机设计一个功率测量、显示电路。使用AD转换采集电压和电流的参数，通过单片机里的程序计算出电流和电压的有效值、有功功率、视在功率、等效相位差等。由单片机控制1602液晶屏显示功率测量结果的相关信息。显示电路如图6.1所示，该功率测量电路主要包含三大部分：单片机最小系统、电压电流采样处理，1602液晶屏显示。硬件电路完成了电压电流的取样，功率的计算则需要程序的运行来完成。在1602液晶显示模块上显示信息也是通过程序控制的。单片机最小系统包括系统供电电源、单片机复位电路、单片机时钟部分。Atmega16单片机的工作电压范围为4.5V-5.5V，这里采用5V为整个系统供电。Atmega16单片机是低电平复位的，当RESET引脚上的低电平时间大于最小脉冲宽度时即触发复位过程。Atmega16单片机可以通过熔丝的设置来选择不同的时钟源，为了得到稳定的时钟频率这里选用外部晶体振荡器。电压电流采样处理电路要对电压电流的取样信号进行适当的处理以满足单片机AD采样的要求。交流电的电压和电流即有正的又有负的，而单片机只能对0-5V之内的直流电压进行AD采样，在处理电路中要将交流电转为直流电。需要测量电压为110V，单片机不能直接对110V的交流电直接进行AD转换，必须要将110V的高压衰减到一个适当的值。电流取样通过电流互感器完成，一般电流互感器出来的信号比较微弱，单片机的AD转精度有限，因此需要经过运算放大器对电流取样信号进行放大。另外，在电子线路中不可避免的会出现噪声干扰，这会影响到AD转换的准确性，有必要对电压电流信号进行适当滤波。使用1602液晶屏显示模块显示电流和电压的有效值、有功功率、功率因素等信息。1602液晶屏显示模块的工作电压范围为4.5V-5.5V，可以显示两行共32个字符。1602液晶屏显示模块具体引脚分布见表6.1。表6.11602液晶屏显示模块接口说明编号符号引脚说明编号符号引脚说明1GND电源地6E使能信号2VCC电源正7-D0-DataI/O3VL背光调节14D7DataI/O4RS数据/命令选择端（H/L）15BLA背光电源正极5R/W读写选择端（H/L）16BLK背光电源负极6.2硬件设计6.2.1单片机最小系统和1602液晶显示屏接口电路单片机最小系统和1602液晶显示屏接口电路如图6.2所示。单片机最小系统包括由R1、C1、S1组成的复位电路，由L1和C5组成的ADC转换供电电源和经C4滤波的基准电压，由Y1和C2、C3组成的外接晶振，由10针插座构成下载程序和仿真的JTAG接口。图6.2单片机最小系统和1602液晶显示屏接口电路Atmega16单片机的PD端口用作和1602液晶显示模块通信的数据端口，PB5、PB6、PB7三个端口用作和1602液晶显示模块通信的控制端口。PC0口接1602液晶显示模块的BLA口，可用作控制液晶屏的背光。6.2.2电压电流信号采集处理电路图6.3电压电流信号采集处理电路电压电流信号采集处理电路如图6.3所示。电压信号采集处理电路由运算放大器NE5532完成，图中P1为电压接入口，P2为电流信号接入口。运算放大器NE5532采用+12V单电源供电，基准电压由6.2V的稳压二极管提供。在电压信号采集电路中，220V的交流电压通过R2和R3分压经C13滤波后取得，再经过NE5532进行运算放大，放大倍数由R5、R4确定。NE5532的输出电压范围为2V-10V，经过R8和R9分压以后的电压范围为1-5V，经过C14滤波以后送到单片机的ADC转换端口，由单片机完成信号采集。电流信号采集电路与电压信号采集电路基本一致，电流互感器的电流流过R10产生电压信号，这个电压信号与电流的大小成正比，经C15滤波后进行运算放大。6.2.3电源电路图6.4电源电路电源经7805、7812两个稳压芯片稳压、滤波后提供给系统。其中+5V为单片机最小系统和1602液晶显示模块供电，+12V为电压电流信号采集处理电路供电。发光二极管D1用作电源指示。6.3软件设计开始LCD初始化ADC转换初始化定时器1初始化LCD显示刷新定时器1溢出中断定时器1重新赋值数据处理、计算中断服务程序结束ADC转换结束中断保存AD采集结果改变ADC转换通道开始LCD初始化ADC转换初始化定时器1初始化LCD显示刷新定时器1溢出中断定时器1重新赋值数据处理、计算中断服务程序结束ADC转换结束中断保存AD采集结果改变ADC转换通道中断服务程序结束图6.5显示电路程序流程图6.3.1软件结构采用定时器1溢出中断自动触发ADC转换，AD的采样频率可以由定时器1溢出频率确定。定时器进入中断的同时触发ADC转换，ADC转换最快65us。可以在定时器中断服务程序里运行数据处理程序，在主程序里面只运行LCD显示刷新程序。AD中断服务程序中保存当前的采样结果。这样既可保证数据有足够的时间运行又可以让LCD以最快频率刷新。6.4显示效果图6.6显示效果显示效果如图6.6所示，从左到右从上到下分别显示电压、电流、有功功率和功率因素。

第7章实验数据分析7.1效率分析表7.1逆变效率测量数据表序号输入输出效率(η)电压(V)功率(W)电压(V)电流(A)功率(W)1199.1119.5110.10.996109.6691.8%2222.3120.0109.50.990108.4190.3%3244.9121.0108.80.981106.7388.2%4205.1269.5108.82.233242.9590.1%5221.9279.0109.92.278250.3589.7%6243.1282.5110.92.290253.9689.9%表中的输入功率使用D26-W型瓦特表测量，电压、电流使用UT56数字万用表测量。表中前三组是输出功率为100W左右时在不同输入电压下的效率，后三组是在250W满载下的效率。通过对比可以看出在满载情况下效率有所降低，说明电路的损耗与电流不是线性关系，导致非线性的原因主要是MOSFET的开关损耗随电流的增加而快速增加。但是，在满载情况下系统从220V输入到110V输出变换效率仍然可以达到89.7%，这已经大大超过了设计指标的要求。电压变化范围为2.1V(108.8V-110.9V)，小于2%，说明系统的闭环控制具有较高的精度。在测量效率的过程中，为了测量输出功率用了三种测量方法，而前两种方法测得的满载最大效率小于80%，用第三种方法测得的结果在表7.1中。第一种是用数字万用表测量输入电压和电流，通过电压电流的乘积计算输入功率。第二种是用500型万用表测量输入电压和电流，同样通过电压电流的乘积计算输入功率。第三种是直接用瓦特表直接测量的输入功率。通过分析采用前面两种方法计算效率是不准确的，因为计算效率时是取输入功率中的有功功率，而电压电流的乘积是视在功率不能用作效率的计算。输入端的整流滤波电路功率因素只有0.8左右，因此导致用前两种方法测不到正确的效率。采用第三种方法测得的就是有功功率，用这种方法测量计算所得的结果才是准确的。7.2波形分析7.2.1输出电压波形图7.1输出电压波形在满载250W下的输出电压波形如图7.1所示，从图中可以看出波形与标准正弦波相差很小，用失真度测试仪测得此时的失真度为2.1%。但是在0V上下有一些失真，这与驱动MOSFET的死去时间和最小占空比有关。示波器显示的波形频率为60.02Hz，与60Hz相差不到0.04%。7.2.图7.2漏源两端波形图7.3漏源两端波形展开图在图7.2图7.3中显示MOSFET漏极和源极之间的电压波形，示波器探头衰减10倍，图中纵向每格代表50V，漏极最大电压约为250V。从图7.3可以看出在MOSFET开关瞬间产生的尖峰电压很小，这对保证系统稳定运行和减少开关损耗非常有利[7]。7.2.3MOSFET栅极驱动电压波形（开通和关断）图7.4栅极驱动电压（上升沿）图7.5栅极驱动电压（下降沿）图7.4图7.5显示栅极驱动电压波形，由于栅极电容的作用驱动电压需要一定时间才能达到额定值。图7.4中横向每格250ns，栅极从0V到10V需要200ns的时间。图7.5中横向每格50ns，栅极从12V降到0V需要100ns的时间。可以看出上升时间比下降时间要慢的多，这是因为在MOSFET的栅极接了一个放电二极管，栅极放电时直接通过二极管放电，而给二极管充电时放电二极管处于截止状态只能通过10Ω限流电阻充电，因此上升时间较长。虽然10Ω限流电阻延长了MOSFET的开通时间使MOSFET的开通损耗增加，但是10Ω限流电阻是保护驱动电路和抑制栅极寄生振荡有效措施。7.2.4SPWM波形在全桥中处在同一边的MOSFET驱动电压波形如图7.6所示。从图中可以看出下面的MOSFET开关频率是60Hz，在下面MOSFET截止期间上面的MOSFET按SPWM开关170次。图7.7图7.8显示下面MOSFET开通和关断时的波形细部，从图中可以看出开通时两个MOS管的时间差约35us，关断时两个MOS管的时间差约15us。MOSFET的开关时间小于250ns，因此15us的延时完全可以排除上下MOS管直通问题。图7.6上下MOSFET的驱动波形图7.7驱动切换时的细部（左）图7.8驱动切换时的细部（右）7.3设计任务与试验结果对比表7.2设计任务与试验结果对比表指标（单位）设计任务实验结果完成情况输出电压（V）变化范围（%）110（99-121）10%110（108.8-110.9）2%达到设计要求并超过许多输出电流（A）过电流保护大于2.5A时以降电压的形式进入过载保护大于2.4A时开始降电压满足设计要求频率（Hz）6060.02偏差小于0.04%最大输出功率（W）200250W达到设计要求直流分量（V）小于1V小于0.4达到并超过设计要求高次谐波分量（%）小于5%2.1%达到并超过设计要求总效率（%）大于70%89.7%达到并超过设计要求从表7.2中可以看出所有指标都达到设计任务的要求，大部分指标高过了设计要求，在试验过程中能够稳定的工作。7.4测量仪器及型号表7.3测量用到的仪器序号名称型号数量1双踪模拟示波器GOS-602112数字示波器TDS101213数字万用表UT5634500型万用表MF500型25失真度测试仪QF4110型16瓦特表D26-W17.5硬件电路外观图7.9逆变电路图7.10整流滤波电路、逆变电路、显示电路系统全景

小结本逆变电源的设计以ATmega16L单片机为核心构成SPWM产生和闭环控制电路，实现从SPWM调制信号的产生到闭环控制的全数字化控制。电路中加入硬件欠压和硬件过流保护，同时结合单片机程序在欠压、过流情况下对电路进行封锁保护，确保了系统安全可靠地运行。经过试验所有指标都达到设计任务的要求，部分指标高过了设计任务要求，在试验过程中能够稳定的工作。本逆变电源有以下几个特点：（1）采用CD4053数字模拟开关有效地解决了同一桥臂两个MOS管的直通问题。（2）在整流电路中加入大电感滤波，将系统功率因素提高到0.8左右。（3）具输出电压波动小，输出波形失真小的，频率稳定精度高的优点。（4）本逆变电源工作效率高，在满负载情况下输出效率高达89.7%。（5）显示电路实时显示输出电压、电流、功率和功率因素，便于直观了解电路运行情况。当然，本设计还有一些可以改进的地方，例如没有建立闭环反馈环节的数学模型，反馈参数只能按照工程整定方法设定，系统的动态性能不是很好；在电压、电流的反馈电路中反馈的是电压电流的峰值，要是改成有效值反馈相信能取得更好的效果。在这次设计中从原理图设计、线路板制作、硬件调试和软件编写主要是由我自己完成的，培养了我独立分析问题、解决问题的能力，为自己今后工作打下了基础。

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附录1主要程序#include<iom16v.h>#include<macros.h>#include"260-30.c"#defineucharunsignedchar#defineuintunsignedint#defineulongunsignedlong#definePWMH_openDDRD|=BIT(5)#definePWMH_closeDDRD&=~BIT(5)#definePWMC_changePORTD^=BIT(1)#pragmainterrupt_handlerprotect:2#pragmainterrupt_handlerPWM:6#pragmainterrupt_handleradc:15ucharPWMW[170];ucharPWM_BUFFER_FLAG;charcSREG;uintn;ucharPWMW_temp[85];uintPWMW_adj,PID,PID_note;charvoltage_adjfalg;ucharada;uinttotal_ada;charad_flag;charad_num;ucharPID_countflag;uintPID_ada;uintproportionment;uintppp;//*****************************************//voiddelay(){uintx,y;for(x=0;x<200;x++)for(y=0;y<100;y++);}//*****************************************//voiddelay1s(){uintx,y;for(x=0;x<1000;x++)for(y=0;y<500;y++);}//*****************************************//voidPWMW_init(ucharline){uchari,z1,z2;for(i=0;i<85;i++){z1=i;z2=169-i;PWMW[z1]=table[line][i];PWMW[z2]=PWMW[z1];}}//*****************************************//voidprotect_init(){DDRD&=~BIT(2);PORTD|=BIT(2);MCUCR&=~BIT(0);MCUCR&=~BIT(1);//GICR|=BIT(6);SREG|=BIT(7); }//*****************************************//voidprotect(){ucharSDT,i;TIMSK&=~BIT(2);PWMH_close;ADCSR&=~BIT(ADIE); PORTC&=~BIT(0);SDT=PIND;SDT&=0x04;while(0==SDT){delay1s();SDT=PIND;SDT&=0x04;}for(i=0;i<100;i++){delay1s();}PORTC|=BIT(0);}//*****************************************//voidIO_init(){PORTD=0x00;PWMH_open;//PWMHopenDDRD|=BIT(1);//PWMCenable}//*****************************************//voidPWM_init(){//TCCR1A=0XB1;//10110001TCCR1A=0X80;//10000000TCCR1B=0X11;//00010001ICR1=0xc4;OCR1A=10;TIMSK|=BIT(5);//GICR|=BIT(6);SREG|=BIT(7);