全桥软开关高频高压交流电源的设计(完整版)实用资料

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硕士学位论文全桥软开关高频高压交流电源的设计（完整版）实用资料(可以直接使用，可编辑完整版实用资料，欢迎下载）移相全桥软开关高频高压交流电源的设计Ｄｅｓｉｇｎｏｆｐｈａｓｅ・・ｓｈｉｆｔｅｄｆｕｌｌ・－ｂｒｉｄｇｅｓｏｆｔ－－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｈｉｇｈ—ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ＆ｖｏｌｔａｇｅａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇｃｕｒｒｅｎｔｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙ．作者姓名：学科、专业：学号：指导教师：完成日期：羞国龌电工理论与面拉盔２篮１３Ｑ２２戚槛副教授２ＱＱ２。哂大连理工大学ＤａｌｉａｎＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙｏｆＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ大连理工大学硕士学位论文摘要本文就移相全桥软开关高频高压交流电源的结构、基本工作原理进行了分析，研制了一台输出功率为５ｋＷ，输出电压为２０ｋＶ，频率为２５ｋＨｚ的高频高压交流电源。目前为止，高频高压电源主电路结构多采用ＰＷＭ硬开关控制方式，功率开关器件在开关瞬间承受大的电流应力和电压应力，其开通和关断过程损耗较大，从而使高频高压交流电源的效率下降。本文采用移相式软开关技术，以现代电力电子器件ＩＧＢＴ作为功率开管器件，应用ＰＷＭ控制技术，设计了新型高频高压交流电源来解决现行电源的能量损耗问题。本文给出了移相全桥ＰｗＭ交流电源主电路拓扑，对移相全桥软开关高频交流电源的逆变环节做了详细的研究，介绍了ＩＧＢＴ的结构原理，特性和开关过程，选用日本富士公司的ＥＸＢ８４１快速型ＩＧＢＴ专用驱动模块来驱动ＩＧＢＴ，根据变压器的设计原则给出了逆变器的变压器原副边匝数，通过仿真分析确定了输出滤波电路各元器件的参数。移相脉冲的产生采用ＭＬ４８１８专用移相控制芯片，主电路控制器选用专用于ＰＮｖＩ移相变换的新型控制芯片ＵＣＣ３８９５，给出了控制器的软启动方法，分析了全桥逆变器的两种控制方法，结合高频高压交流电源的性能要求选用单极性移相控制方法，实现了周波变换器的ＺＶＳ开关。根据分析采用Ｐｓｐｉｃｅ软件对开关电源控制器设计及逆变器主电路进行了仿真，给出了逆变器输出电压波形及主功率管消耗功率波形图，并分析了能量损耗的来源，验证了软开关技术在高频高压交流电源中应用的优越性。初步实验结果证明本文研制的电源达到了设计要求。关键词；ＰＮ，Ｉ；逆变器；移相全桥；软开关；Ｐｓｐｉｃｅ移相全桥软开关高频高压交流电源的设计Ｄｅｓｉｇｎｏｆｐｈａｓｅ—ｓｈｉｆｔｅｄｆｕｌｌ－ｂｒｉｄｇｅｓｏｆｔ－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｈｉｇｈ・ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ＆ｖｏｌｔａｇｅａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇｃｕｒｒｅｎｔｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙ．ＡｂｓｔＦａｃｔｎｅｓｔｒｕｃｔｕｒｅａｎｄｐｒｉｎｃｉｐｌｅＯｎｐｈａｓｅ—ｓｈｉｆｔｅｄｓｏｆｔ－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｈｉ曲ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ＆ｖｏｌｔａｇｅａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇｃｕｒｒｅｎｔｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｗａｓａｎａｌｙｚｅｄｉｎｔｈｉｓｔｈｅｓｉｓ．Ａｎｄａｈｉｇｈｆｒｅｑｕｅｎｃｙ＆ｖｏｌｔａｇｅａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇｃｕｒｒｅｎｔ（ＡＣ）ｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｗｉｔｈ５ｋＷｏｕｔｐｕｔｐｏｗｅｒ，２０ｋＶｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅａｔｆｒｅｑｕｅｎｃｙｏｆ２５ｋＨｚｈａｓｂｅｅｎｄｅｓｉｇｎｅｄ．Ｍｏｓｔｏｆｔｈｅｍａｉｎｓｔｒｕｃｔｕｒｅｏｆｈｉｇｈｆｒｅｑｕｅｎｃｙ＆ｖｏｌｔａｇｅｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙａｄｏｐｔｓｔｈｅｈａｒｄ—ｓｗｉｔｃｈｉｎｇＰＷＭｉｎｔｈｅｃｕｒｒｅｎｔｔｉｍｅ，ＳＯｔｈｅｐｏｗｅｒｓｗｉｔｃｈｅｓｈａｖｅｔｏｅｎｄｕｒｅｂｉｇｓｔｒｅｓｓｅｓｏｆｃｕｒｒｅｎｔａｎｄｖｏｌｔａｇｅａｎｄｔｈｅｌＯＳＳｏｆｐｏｗｅｒｒｅｓｕｌｔｓｉｎｔｈｅｌＯＷｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ．Ｔｈｉｓｔｌｌｅｓｉｓｈａｓａｐｐｌｉｅｄｐｈａｓｅ・ｓｈｉｆｔｅｄｓｏｆｔｓｗｉｔｃｈｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙａｎｄｐｕｔＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ（ＩＧＢＴ）ｉａＳｔｈｅｓｗｉｔｃｈｄｅｖｉｃｅｉｎｏｒｄｅｒｔｏｓｏｌｖｅｔｈｅｅｎｅｒｇｙ—ｌｏｓｓｐｒｏｂｌｅｍ．ｎｅｔｏｐｏｌｏｇｙｏｆｍａｉｎｃｉｒｃｕｉｔｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｈａｓｂｅｅｎｐｒｅｓｅｎｔｅｄａｎｄｔｈｅｉｎｖｅｒｔｐａｒｔｏｆｔｈｅｐｈａｓｅ—ｓｈｉｆｔｅｄｓｏｆｔ—ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｈｉｇｈｆｒｅｑｕｅｎｃｙＡＣｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｈａｓｂｅｅｎｄｅｅｐｌｙａｎａｌｙｚｅｄ．Ａｎｄｔｈｅｓｔｒｕｃｔｕｒｅ．ｃｈａｒａｃｔｅｒａｎｄｔｕｒｎ．ｓｈｕｔｏｆＩＧＢＴｉＳｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄｉｎｄｅｔａｉｌｓ．ＡｎｄｔｈｅｄｒｉｖｉｎｇｃｉｒｃｕｉｔａｎｄｔｈｅｐｒｏｔｅｃｔｅｄｃｉｒｃｕｉｔｏｆＩＧＢＴａｒｅｐｒｅｓｅｎｔｅｄ，ａｎｄｔｈｅｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙａｄｏｐｔｓＥＸＢ８４１ａＳｔｈｅｄｒｉｖｉｎｇｃｉｒｃｕｉｔｏｆＩＧＢＴ．Ａｃｃｏｒｄｉｎｇｔｏｔｈｅｐｒｉｎｃｉｐｌｅｏｆｔｈｅｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｄｅｓｉｇｎｉｎｇ，ｔｈｅｃｉｒｃｌｅｓｏｆｐｒｉｍａｒｙｓｉｄｅａｎｄｓｅｃｏｎｄｓｉｄｅｈａｖｅａｌＳＯｂｅｅｎｇｉｖｅｎｏｕｔ．Ｂｙｓｉｍｕｌａｔｉｏｎａｎａｌｙｓｉｓ，ｔｈｅｐａｒａｍｅｔｅｒｓｏｆｏｕｔｐｕｔｆｉｌｔｅｒａｒｅｃａｌｃｕｌａｔｅｄ．ｎｅｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙａｄｏｐｔｓＭＩＡ８１８ｔｏｍａｋｅｓｈｉｆｔｅｄｐｈａｓｅａｎｄＵＣＣ３８９５ａｓｔｈｅｍａｉｎｃｉｒｃｕｉｔｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ．ｈｅｓｏｆｔ．ＳｔａｌｌｍｅｔｈｏｄｏｆｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒａｎｄｔｗｏｃｏｎｔｒｏＩｍｅｔｈｏｄｓｏｆｆｕｌｌｂｒｉｄｇｅａｒｅａｌｓｏｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄｉｎｄｅｔａｉｌｓ．Ｃｏｍｂｉｎｅｄｗｉｔｈｔｈｅｒｅｑａｉｒｅｍｅｍｏｆｈｉｇｈ－ｆｒｅｑｕｅｎｃｙａｎｄｈｉｇｈ－ｖｏｌｔａｇｅｉｎｖｅｒｔｅｒｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙ，ｔｈｅｍｅｔｈｏｄｏｆｓｉｎｇｌｅ—ｓｔａｇｅｏｆｐｈａｓｅｓｈｉｆｔｈａｓｂｅｅｎａｄｏｐｔｅｄ．Ｉｎ血ｅｅｎｄ．ｔｈｅｔｈｅｓｉｓｕｓｅｓＰＳＩ，ｉｃｅｔｏｓｉｒｅｕｌａｔｅｔｈｅｍａｉｎｃｉｒｃｕｉｔｏｆｔｈｅｉｎｖｅｒｔｅｒ．ＢｙｇｉｖｉｎｇｏｕｔｔｈｅＺｅｒｏ－Ｖｏｌｔａｇｅ－Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｗａｖｅｆｏｒｍｓｏｆｐｈａｓｅ－ｓｈｉｆｔｅｄｓｏｆｔ・ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｉｎｖｅｒｔｅｒ，ｗｅｃｏｕｌｄｒｅａｌｉｚｅｔｈａｔｔｈｅｈｉｇｈ－ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｈｉｇｈ－ｖｏｌｔａｇｅｉｎｖｅｒｔｅｒｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｗｉｔｈｓｏｆｔ—ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｈａｓｔｈｅｍｏｌｅａｄｖａｎｔａｇｅｓ．ＡｎｄｔｈｅｌｏｓｓｐｏｗｅｒｗａｖｅｆｏＩＴｌｌｏｆｔｈｅｍａｉｎｓｗｉｔｃｈｉｓａｉＳＯｇｉｖｅｎｏｕｔ．Ｔｈｅｔｈｅｓｉｓａｌｓｏａｎａｌｙｚｅｓｔｈｅｓｏｕｒｃｅｏｆｔｈｅｅｎｅｒｇｙｌｏｓｓ．Ｔｈｅｔｈｅｓｉｓｐｒｏｖｉｄｅｓｔｈｅｇｏｏｄｓｕｇｇｅｓｔｉｏｎｓｉｎｄｅｓｉｇｎｉｎｇｓｏｆｔ－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｈｉｇｈ－ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｈｉｇｈ—ｖｏｌｔａｇｅａｉｔｅｍａｔｉｎｇｃｕｒｒｅｎｔｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙ．１１１ｅｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔｒｅｓｕｌｔｓｈａｖｅｂｅｅｎｇｉｖｅｎｏｕｔｔｏｐｒｏｖｅｔｈｅｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｉｓａｖａｉｌａｂｌｅ．ＫｅｙＷｏｒｄｓ：ＰⅥ讯ｄ：Ｉｎｖｅｒｔｅｒ；Ｐｈａｓｅ—ｓｈｉｆｔｅｄｆｕｌｌｂｒｉｄｇｅ；ｓｏｆｔ－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ；ＰＳｐｉｃｅ独创性说明作者郑重声明：本硕士学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写的研究成果，也不包含为获得大连理工大学或者其他单位的学位或证书所使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的贡献均已在论文中做了明确的说明并表示了谢意。作者签名：兰卤蝗日期：鎏丑：』：兰Ｄ大连理工大学硕士研究生学位论文大连理工大学学位论文版权使用授权书本学位论文作者及指导教师完全了解“大连理工大学硕士、博士学位论文版权使用规定”，同意大连理工大学保留并向国家有关部门或机构送交学位论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借阅。本人授权大连理工大学可以将本学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，也可采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编学位论文。作者签名：兰趣避作者签名：幺型强翩虢摩卫大连理工大学硕士学位论文１绪论本章主要介绍了软开关高频高压交流电源的原理，然后重点概述了高频高压交流电源的发展现状、存在的问题和发展趋势，最后论述了本文的选题思想和主要的研究内容。１．１高频高压交流电源应用高频高压交流电源由于其效率高、体积小、重量轻等特点在工控、民用等领域得到了广泛的应用，近几年尤其在利用介质阻挡放电技术产生等离子得到了十分广泛的应用。然而，迄今为止，高频高压电源主电路结构多采用ＰＷＭ硬开关控制方式，功率开关器件在开关瞬间承受大的电流应力和电压应力，其开通和关断过程损耗较大，电路的寄生电感和功率器件寄生电容在高频时产生严重的电压尖峰或电流尖峰，使功率器件寿命下降，同时产生较大的电磁干扰，使整机工作可靠性受到影响，从而使整个逆变器的效率下降。因此今后高频高压电源的发展是采用软开关技术解决功率管的能量损耗问题。本文采用移相式软开关技术，以现代电力电子器件ＩＧＢＴ代替传统的半导体器件ＳＣＲ，应用ＰＷＭ控制技术，设计了新型高频高压交流电源来解决现行电源的能量损耗问题。图１．１所示为典型的高频高压交流电源基本结构。从图１．１可以看出，此交流电源中的能量转换过程是：输入的工频交流电经过整流电路成为直流电，直流电通过逆变电路变为交流ＰＷＭ波电压，其基波频率是交流电源的输出频率，ＰＷＭ波电压经输出变压器隔离，再由ＬＣ滤波器滤成正弦波。这一能量转换、传递的过程通常表示为ＡＣ－ＤＣ－ＡＣ。直流输入、输出隔离型的交流电源结构与图１．１基本相周，只是不需要输入端的整流电路，能量转换传递的过程可表示为ＤＣ－ＡＣ在交流电源中，逆交器及其控制是高频高压交流电源的核心。图１．１高频高压交流电源基本结构Ｆ嘻１．１Ｔｈｅｂａｓｉｃｓｔｍ咖ｏｆｉｎｗ＇ｒｔｉｂｌｅｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｉｎｎａｖａｉｄｄｉｍｍｅｒ移相全桥软开关高频高压交流电源的设计衡量交流电源性能高低的主要指标是输出电压的品质，输出电压品质由以下特性来衡型１】：（１）稳压特性：指稳态时输出电压有效值的稳定度。一般用电压稳定度来衡量。（２）稳频特性：指稳态时输出电压频率的稳定度。一般用频率稳定度来衡量。（３）波形特性：指稳态时输出电压波形的特性。一般用以下四项指标评价：・总谐波含量：除基波分量外各次谐波的方均根电压值与基波电压有效值之比。・单次谐波含量：某一次谐波电压有效值与基波电压有效值之比。・波峰系数；电压峰值与有效值之比。・偏离系数：波形对基波相应点的偏离值与基波峰值之比。（４）动态特性：当负载突变或输人电压突变时，输出电压波动越小，调整时间越短，说明交流电源的动态特性越好。（５）电压调制特性：指输出电压幅度的波动特性。用电压调制量的大小来衡量。电压调制量是指稳态输出电压峰值包络线的最高电压与最低电压之差。１，２高频高压交流电源的发展趋势高频高压交流电源的发展是和电力电子器件的发展联系在一起的，器件的发展带动着高频交流电源的发展。最初的高频高压交流电源采用晶闸管（ＳＣＲ）作为逆变器的开关器件，称为可控硅交流电源。由于ＳＣＲ是一种没有自关断能力的器件，因此必须通过增加换流电路来强迫关断ＳＣＲ，ＳＣＲ的换流电路限制了交流电源的进一步发展。随着半导体技术和变流技术的发展，自关断的电力电子器件脱颖而出，相继出现了电力晶体管（ＧＴＲ）、可关断晶闸管（ＧＴＯ）、功率场效应晶体管（ＭＯＳＦＥＴ），绝缘栅双极型晶体管（ＸＧＢＴ）等等。自关断器件在逆变器中的应用大大提高了交流电源的性能。由于自关断器件的使用，使得开关频率得以提高，从而逆变桥输出电压中低次谐波的频率比较高，使输出滤波器的尺寸得以减小，而且对非线性负载的适应性得以提高。最初，对于采用全控型器件的交流电源在控制上普遍采用带输出电压有效值或平均值反馈的ＰＷＭ控制技术，其输出电压的稳定是通过输出电压有效值或平均值反馈控制的方法实现的。采用输出电压有效值或平均值反馈控制的方法具有结构简单、容易实现的优点。逆变技术的基础与核心部件是电力电子开关器件，因此，逆变技术的发展与电力电子器件的发展是密切相关的。２０世纪８０年代，由于可关断器件ＧＴＯ，ＧＴＲ，ＩＧＢＴ等新型开关器件的发展与成熟，使得逆变技术进入到了一个新阶段，这个时候的逆变器可概括为自关断化，高频化，同时开始进入智能化。２０世纪９０年代，逆变器继续向高频化，高容量化发展。工业生产的要求使得逆变器在小型、快速、低噪音、抗干扰等方面大连理工大学硕士学位论文都提出了新的更高的要求。ＩＧＢＴ等新型开关器件已大部分取代晶闸管开关器件，成为设计高频高压交流电源的首选开关器件。目前，高频高压交流电源的发展趋势主要集中在以下几个方面函３１。（１）高频化提高交流电源的开关频率，可以有效地减小装置体积和重量，并可消除变压器和电感的音频噪声，同时改善了输出电压的动态响应能力。此外，为了进一步减小装置的体积和重量，必须去掉笨重的工频隔离变压器，采用高频隔离。高频隔离可以采用两种方式实现：①在整流器与逆变器之间加一级高频隔离的ＤＣ．ＤＣ变换器；一②采用高频链逆变技术。（２）小型化在交流电源中，决定整个装置体积和重量的部分是变压器和ＬＣ滤波器，变压器可能放在输入部分，也可能放在输出部分，起电压隔离或电压匹配的作用；ＬＣ滤波器用于滤除Ｐ刚波中的高次谐波。滤波器的尺寸与Ｐ州波的频谱特性有关。要使交流电源小型化，可以采用的方法有三种：①提高开关频率，使滤波器小型化；②采用新的ＰＷＭ控制方式，优化逆变桥输出ＰＷＭ波的频谱，使滤波器小型化；③用高频变压器实现电压的隔离及匹配，替代输入或输出的低频变压器，实现变压器的小型化。（３）模块化当今交流电源的发展趋向是大功率化和高可靠性。虽然现在已经能生产几千ｋＶ・Ａ的大型交流电源，完全可以满足大功率要求的场合。但是，这样整个系统的可靠性完全由单台电源决定，无论如何可靠性也不可能达到很高。为了提高系统的可靠性，就必须实现模块化，模块化意味着用户可以方便地将小容量的模块化电源任意组合，构成一个较大容量的交流电源。模块化需要解决交流电源之间的并联问题，交流电源的并联要比直流电源的并联复杂，它面临着负荷分配、环流补偿、通断控制等多方而的问题。但是，交流电源的并联运行可以带来以下几个方面的好处：①可以用来灵活地扩大电源系统的容量；②可以组成并联冗余系统以提高运行的可靠性；③具有极高的系统可维修性。当单台电源出现故障时，可以很方便地通过热插拔方式进行更换和维修。“）高性能化高性能主要指输出电压特性的高性能，它主要体现在以下几个方面：①稳压性能好，空载及负载时输出电压有效值要稳定；②波形质量高。不但要求空载时的波形好，带载时波形也要好．对非线性负载的适应性要强；③突加或突减负载时输出电压的瞬态响应特性好；④电压调制量小：⑤输出电压的频率稳定性好；⑥对于共相电源，带不平衡负移相全桥软开关高频高压交流电源的设计载时相电压失衡小。输出电压的高性能是用电设备对交流电源的要求，控制方式的改进是交流电源实现高性能的主要手段。（５）智能化一个智能化的交流电源除了能够完成普通交流电源的所有功能外，还应具有以下功能：①对运行中的交流电源进行监测，随时将采样点的状态信息送入计算机进行处理，一方面获取电源工作时的有关参数，另一方面监视电路中各部分的状态，从中分析电路的各部分工作是否正常；②在交流电源发生故障时，根据监测的结果进行故障诊断，指出故障的部位，给出处理方法；⑧自动显示所监测的参数，有异常或发生故障时，可以自动记录有关异常或故障的信息；④按照技术说明书给出的指标，自动定期地进行自检，并形成自检记录文件；⑤能够用程序控制交流电源的启动和停止，实现无人值守的自动操作；⑥具有信息交换功能，可以随时向上位机输入信息，或从上位机获取信息。佰）高输入功率因数化对于交流输入的交流电源，中间环节直流电源一般由二极管整流获得，其输入电流呈尖脉冲状，因此，输入功率因数不高。提高整流侧的输入功率因数不仅可大大提高交流电源对输入电能的利用率，而且可以克服交流电源对电网产生谐波污染的缺点。１．３论文的选题思想及主要研究工作１．３．１论文的选题思想高频高压电源主电路结构多采用ＰＷＭ硬开关控制方式，功率开关器件在开关瞬间承受大的电流应力和电压应力，其开通和关断过程损耗较大，电路的寄生电感和功率器件寄生电容在高频时产生严重的电压尖峰或电流尖峰，使功率器件寿命下降，同时产生较大的电磁干扰，使整机工作可靠性受到影响，从而使整个逆变器的效率下降。如何提高高频高压电源的效率成为目前电源领域研究的热门。随着石油、煤和天然气等主要能源的大量使用，人们对环境保护越来越重视，环保节能得产品成为时代发展的主流。新能源的开发和利用越来越得到人们的重视。利用新能源的关键技术—逆变技术能将蓄电池、太阳能电池和燃料电池等其它新能源转化的电能变换成交流电能与电网并网发电。因此，逆交技术在新能源的开发和利用领域有着至关重要的地位。交流电源运用先进的功率电子器件和高频逆变技术，使传统的工频整流电源的材料减少８０％～９０％，节能２０％～３０％，动态反应速度提高２～３个数量级，正日益应用于工业生产中的各个领域，在国民经济发展中起到了重要的作用，正在逐步取代传统电源。—－４—－大连理工大学硕士学位论文为了实现电源装置的高性能、高效率、高可靠性，减小体积和重量，必须实现电源的软开关，为此先后有人提出了谐振变换器、准谐振变换器、多谐振变换器、零电压开关ＰＷＭ变换器和零电流开关ＰＷＭ变换器、零电压转换ＰＷＭ转换器和零电流转换Ｐ删变换器。而目前研究的比较多的控制方式为移相控制方式，此变换器工作在零开关条件下，因而大大减小了开关损耗，有利于提高开关频率，减小变换器的体积和重量。本文将移相式软开关技术应用于高频高压交流电源中，它的优点是对负载适应能力强、对电网要求低、污染轻等。采用ＤＣ／ＡＣ变换技术，利用新型电力电子开关器件ＩＧＢＴ，运用先进的移相ＰＷＭ软开关控制技术，简洁的全桥逆变拓扑结构，设计出了高性能的高频高压交流电源，并对主要逆变电路进行了仿真，得到了输出交流电压的波形。首先介绍了逆变技术的基本情况，基本原理、分类与发展情况，并介绍了其发展历程。在此基础上设计了移相式ＰＷＭ软开关高压交流电源，对其中的主电路、控制电路、驱动电路和脉冲产生电路进行了详细的分析与设计，深入研究了高频高压功率变压器的设计原则并给出了实例，讨论了交流电源的散热与抗干扰问题，给出了实验波形与结果。１．３．２论文的主要研究工作在此课题中，本人主要做了以下工作：（１）阅读了高频高压交流电源的文献，对逆变器的工作原理、制造工艺、技术现状和发展有了比较清楚的认识。（２）针对本研究课题所要求的性能指标，分别对整流滤波、软开关、移相式逆变器三项关键技术进行了深入研究。（３）完成了主电路元件参数的设计和计算；确定所采用的ＰＷＭ控制芯片、ＩＧＢＴ驱动芯片和ＩＧＢＴ等元件。（４）完成了主电路、控制电路、驱动电路、反馈电路和过流过压保护电路的设计。（５）用Ｐｓｐｉｃｅ软件对移相式软开关逆变器进行了仿真分析。（６）对电源进行了初步的实验验证。移相全桥软开关高频高压交流电源的设计２高频高压交流电源系统的性能要求及总体设计２．１高频高压交流电源的性能指标本文设计出一台５ｋＷ的高频高压交流电源，电源的具体性能指标为：ａ）输入电压：２２０ＶＡＣ士２０％；ｂ）输入频率：５０＝ｔ：１０％；ｃ）输出电压：２０ｋＶ；ｍ输出频率为：２５ｋＨｚ；ｅ）转换效率：＞８５％；另外，对于高频高压交流电源来说，最主要的是要输出性能良好的正弦波，而实际逆变器的输出波形除了含有所需要的基波外还有一些谐波，为了评价输出波形的质量，引入下述几个性能指标。（１）谐波系数ＨＦ（ＨａｒｍｏｎｉｃＦａｃｔｏｒ）：第ｎ次谐波系数ＨＦ，定义为第ｎ次谐波分量有效值同基波分量有效值之比。胍，＝％／ＶＩ（２．１）（２）总谐波系数ＴＨＤ（ＴｏｔａｌＨａｒｍｏｎｉｃＤｉｓｔｏｒｔｉｏｎＦａｃｔｏｒ）：总谐波系数表征了一个实际波形同其基波分量接近的程度。输出为理想正弦波时了ＴＨＤ为零。碱Ｄ＝击（主如２）抛（２．２），Ｊ”。２．，．Ｌ（３）畸变系数ＤＦ（ＤｉｓｔｏｒｔｉｏｎＦａｃｔｏｒ）：通常逆变电路输出端要经ＬＣ滤波器后再接负载（其中，Ｌ串联在电路中，Ｃ并联在负载两端）。若逆变电路输出的ｎ次谐波有效值为Ｋ，则经ＬＣ滤波器衰减以后输出到负载的。次谐波电压ｐＬ近似为（不考虑负载的影响）队：！×去＝志眨ｓ，适当地选择Ｌ，Ｃ使ｎ次谐波容抗远小于感抗：—≥《ｎｆｏＬ，去《ｎ２ｆ１）２，即谐振角速崩竹Ｌ—ＬＬ，度（００＝专《ｎｏ）。于是有下式：‰忐２鸯专（２．４）大连理工大学硕士学位论文上式表明逆变电路输出端的ｎ次谐波电压经Ｌｃ滤波器后要衰减ｎ２细／∞ｏ）２倍。谐波阶次越高，经同一ＬＣ波器衰减后对负载的影响越小。总谐波系数＇Ｔ＇ＨＤ显示了总的谐波含量，但它并不能告诉我们每一个谐波分量对负载的影响程度。很显然，逆变电路输出端的谐波通过滤波器时，高次谐波将衰减得更厉害，为了表征经一阶Ｌｃ滤波后负载电压波形还存在畸变的程度，引入畸变系数ＤＦ，并定义如下：ＤＦ＝（２．６）对于第ｎ次谐波的畸变系数ＤＢ可定义为：ＤＥ＝Ｖｏ／（ｎ２Ｖ－）（４）最低次谐波ＬＯＨ（Ｌｏｗｅｓｔ－ｏｒｄｅｒＨａｒｍｏｎｉｃ）：最低次谐波定义为与基波频率最接近的谐波【４】ｏ２．２高频高压交流电源的整体设计高频高压交流电源的整体结构如图２．１所示，此交流电源主要由输入电网滤波器、整流滤波器、逆变主回路、输出滤波器、控制电路、保护电路、驱动电路等几部分组成。其基本原理是：交流输入电压经电网滤波、整流滤波得到２８０Ｖ左右的直流电压，逆变电路将２８０Ｖ直流电压换成高频２０ｋＶ交流电压，最后经过ＬＣ滤波电路滤波后，得到需要的高质量、高品质的交流电压。图２．１高频交流电源的整体结构框图Ｆｉｇ．２．１Ｆｒａｍｅｗｏｒｋｆｏｒｔｈｅｗｈｏｌｅｉｎｖｅｒｔｉｂｌｅｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙ下面就上图的各部分作用、原理分别简述如下：【６‘７１（１）输入电网滤波器：消除来自电网的各种干扰，如电动机起动，电器开关的合闸与关断，雷击等产生的尖峰脉冲干扰。同时也防止开关电源产生的高频噪声向电网扩散移相全桥软开关高频高压交流电源的设计而污染电网。（２）输入整流滤波器：将电网输入的交流电进行整流滤波，位变换器提供波纹较小的直流电压。而且，当电网瞬时停电时，滤波电容器储存的能量尚能使开关电源输出维持一定的时间。（３）ＩＧＢＴ全桥逆变器：它是本电源系统的关键部分。它把直流电变换成高频交流电，经过输出滤波器变成所需的隔离直流输出交流电压。（４）控制电路：检测输出直流电压，与基准电压比较，进行隔离放大，调制振荡器输出的脉冲宽度，从而控制变换器以保持输出电压的稳定。（５）保护电路：在开关电源发生过电压、过电流或短路时，保护电路使开关电源停止工作以保护负载合开关电源本身，有的还有发出报警信号的功能。（６）辅助电源：整个电源电路设计要用到一些芯片，而这些芯片都需要单独供电，也既是为控制电路和保护电路提供满足一定技术要求的直流电源以保证它们工作稳定可靠。２．３输入整流滤波电路的设计２．３．１输入滤波电路的设计单相交流电（２２０ＶＡＣ，５０Ｈｚ）经整流、滤波后，为逆变电路提供一个平滑的直流电压。在电源模块启动时，冲击电流比较大，易损坏设备和元器件，为了抑制冲击电流，在整流电路中采用了软启动。另一方面，为了抑制电网的高次谐波进入本电源系统，同时也可以避免本电源内部产生的电磁干扰进入电网而对电网产生干扰，所以，应该在２２０ＶＡＣ／５０Ｈｚ交流市电和整流电路之间加一滤波电路。所加的输入滤波器是为变换器的电磁骚扰电平和外界的电磁骚扰源设计的一种低阻抗通道（即低通滤波器或工频滤波器），以抑制或去除电磁骚扰，到达电磁兼容的目的，所加的高频交流电源工频滤波器如图２．２：图２．２高频交流电源低通滤波器Ｆｉｇ．２．２Ｔｈｅｌｏｗｐａｓｓｆｉｌｔｅｒｏｆｓｗｉｔｃｈｉｎｇｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｌｎ＾毫Ｈｕ嗣大连理工大学硕士学位论文其中Ｌｌ，Ｃ５，Ｃ６滤除共模噪声，Ｃ１，Ｃ２滤除差模噪声，Ｃ１，Ｃ２，Ｃ５，Ｃ６为小容量高频电容器，Ｌ２，ｃ３，ｃ４，Ｃ７，ｃ８为常态滤波元件，ｃ３，Ｃ４为大容量电解电容，Ｃ７，ｃ８为小容量无感电容，用来补偿大容量电解电容器的高频性能，起高频旁路作用，Ｌ２，Ｃ３，Ｃ４组成低频滤波器，其余电感电容组成高频滤波器。２。３．２输入整流电路的设计将交流电转换成直流电的变换称之为整流。整流电路通常由主电路、滤波器和变压器组成。滤波器接在主电路与负载之间，用于滤除脉动直流电压中的交流成分。变压器设置与否视具体情况而定。变压器的作用是实现交流输入电压与直流输出电压问的匹配以及交流电网与整流电路之间的电隔离（可减小电网与电路间的电干扰和故障影响）。通常使用的整流电路如下图所示，使用单相变压器和二极管组成整流回路，后接起平滑作用的滤波回路。整流回路有半波型和全波型，半波型整流电路适用于小电流场合，全波型整流电路适用于大电流场合。输入西Ｅ藏）飞八厂＼Ａ厂、厂、＾Ａｙｖ—＿、，ＶＶＶＶ图２．３整流回路原理图Ｆｉｇ．２．３Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｏｆｃｏｍｍｕｔａｔｉｎｇｌｏｏｐ输出澶漉）本电源设计中采用全波桥式整流电路将市电输出的２２０Ｖ交流电变成２８０Ｖ直流电，输入整流滤波电路如图２．４所示，根据二极管的单向导电特性可知：提供给负载的电流ｉｏ＝ｉｍ．４。电流电压的波形图如上所示根据二极管单向导电特性可知：当比为正半周时，Ｄ１、Ｄ３正偏导通，Ｄ２、Ｄ４反偏截止，ｉ矗Ｄ１＝ｉＤ３当屹为负半周时，Ｄ２、Ｄ４正偏导通，Ｄ卜Ｄ３反偏截止，稍Ｄ２＝ｉＤ４，ｉＤｌ３和ｉＤ２Ａ同一方向流过负载凰，故％为单向脉动电压。移相全桥软开关高频高压交流电源的设计图２．４单相桥式整流电路Ｆｉｇ．２．４ｓｉｎｇｌｅｐｈａｓｅｆｕｌｌｂｒｉｄｇｅｒｅｃｔｉｆｉｃａｔｉｏｎｃｉｒｃｕｉｔ２．４软开关逆变器２．４．１软开关技术（１）软开关技术分类软开关包括软开通和软关断：软开通有零电流开通和零电压开通两种；软关断有零电流关断和零电压关断两种，可按照驱动信号的时序来判断【１０１。软开关ＵＵｔｌｔ２硬开关ＵＵｔｌｔ２图２．５软开关Ｍｏｓｆｅｔ的理想波形和硬开关的波形图２．５ＩｄｅａｌＷａｖｅｆｏ咖ｏｆＳｏｆｔ－ｓｗｉｔｃｈｅｄＭｏｓｆｅｔａｎｄＷａｙｅｆｏｒｍｏｆＨａｒｄ－ｓｗｉｔｃｈｅｄＭｏｓｆｃｔ断形关波大连理工大学硕士学位论文零电流关断：关断命令在ｔ２时刻或其后给出，开关器件端电压从通态值上升到断态值，开关器件进入截止状态。零电压关断：关断命令在ｔ１时刻给出，开关器件电流从通态值下降到断态值后，端电压才从通态值上升到断态值，开关器件进入截止状态。在ｔ２以前，开关器件的端电压必须维持在通态值（约等于零）。零电压开通：开通命令在ｔ，时刻或其后给出，开关器件电流从断态值上升到通态值，开关器件进入导通状态。在ｔ２以前，开关器件端电压必须下降到通态值（约等于零），并且在电流上升到通态值以前维持在零。零电流开通：开通命令在ｔｌ时刻给出，开关器件端电压从断态值下降到通态值以后，电流才从断态值上升到通态值，开关器件进入导通状态。在ｔ２以前开关器件电流必须维持在断态值（约等于零）。（２）软开关技术的一般实现方法如图２．６中所示为零电流开关的基本实现方法，与主开关管（Ｍｏｓｆｅｔ或ＩＧＢＴ）串联的谐振电感在开关管开通时阻止电流玉的上升，这样在玢降至接近零后，ｆｃ保持较小值，因而获得了零损耗的开通过程。电感中的电流如在栅极关断信号（Ｖｏ变负）发出之前，谐振到零，串联的二极管阻止电流反向上升，因此开关管是零损耗关断的。但是必须指出，由于开关管的漏源之间存在寄生电容或外部并联的电容，电容中的能量全部消耗在开关管中，在开关频率较高时（５０ｋ）以上，引起的开关损耗是很严重的。ｆｌｉｉ；／——弋ｌ一：ｔ－－ｋ｜瓜。ｔ图２．６零电流开关的基本实现方法Ｆｉｇｕｒｅ．２．６ＧｅｎｅｒａｌＭｅｔｈｏｄｔｏ趾ａｌｉｚｅＺＣＳ如图２．７为零电压开关的基本实现方法，开关管零电压关断的实现是通过与开关管并联的电容来实现的，由于并联电容的存在，减小了开关管的漏源电压的上升率，在开关管中的电流衰减到零时，Ｖｄ依然保持较小值，因此获得零电压关断。开关管零电压开造移相全桥软开关高频高压交流电源的设计通的实现是通过与其串联的电感实现的。在开关管开通前，电感中的电流为负，给开关管的漏源电容放电，只要电感中有足够的能量（大于ＣｏｆｄＪｄ：／２），在开关管开通前使Ｖｄ降为零，就创造了开关管零电压开通的条件。与开关管并联的二极管在开关管漏源电压降为零后，提供电感电流通路，开关管可在这个时段开通，电感电流在外部电压的作用下变为正向后，从开关管中流通，从而完成了零电压开通的过程。从中可知零电压开关时，寄生电容中的能量是反馈到电源中去，没有消耗在开关管中，与零电流开关比，零电压开关可以获得较高的效率，从而提高开关频率【】”。ｌ＿！。ｔ；／氏一■’ｆ＿＼｛／一Ｖｎｌ圈２．７零电压开关的基本实现方法Ｆｉｇｕｒｅ．２．７ＡＧｅｎｅｒａｌＭｅｔｈｏｄｔｏＲｅａｌｉｚｅＺＶＳ２．４．２移相式软开关技术（１）移相式软开关逆变电路拓扑在移相控制全桥式软开关交流电源中，目前研究最多的是零电压开关（ＦＢ・ＺＶＳ・ＰＷＭ），移相全桥零电压开关变换器（ＦＢ－ＺＶＳ－ＰＷＭ）将ＰＷＭ控制与软开关相结合，极大的降低了电力电子器件开关损耗，并改善了器件的运行环境，代表着交流电源发展的重要方向。目前，交流电源主电路结构多采用ＰＷＭ硬开关控制方式，功率开关器件在开关瞬间承受大的电流应力和电压应力，其开通和关断过程损耗较大，高频时尤为显著；电路的寄生电感和功率器件寄生电容在高频时产生严重的电压尖峰或电流尖峰，使功率器件寿命下降，同时产生较大的电磁干扰，使整机工作可靠性受到影响；增加了缓冲吸收电路的能量消耗，从而使整个逆变器的效率下降。移相全桥零电压开关ＦＢ－ＺＶＳ－ＰＷＭ应用谐振变流原理，迫使功率器件上的电压迅速降为零，实现功率器件在零电压下开通和关断，从而提供理想的开关条件。ＦＢ．ＺＶＳ．ＰＷＭ从本质上克服了传大连理工大学硕士学位论文统交流电源的内在局限性，有助于实现交流电源的大容量化、高频化、高效化、数字化、智能化。图２．８移相全桥逆变电路Ｆ蟾．２．８ｐｈａｓｅ－ｓｈｉｆｔｅｄｆｕｌ！ｂｒｉｄｇｅｉｎｖｅＩ＇ｔｅｒ图２．８是一个基本的移相全桥逆变电路。其中Ｍ１．Ｍ４为功率一开关器件ＩＧＢＴ，Ｄｔ－Ｄ４为相应ＩＧＢＴ内部寄生的反并联二极管，ＣＩ－Ｃ４是相应ＩＧＢＴ的寄生电容，ＬＩ是变压器的漏感。定义Ｍｌ，Ｍ３为超前桥臂，Ｍ２，Ｍ４为滞后桥臂。４个开关管在恒定的频率下持续运行，通过调节桥臂驱动脉冲的相位来调整功率输出。谐振产生在前后桥臂的２个功率开关切换的微小延迟时间（死区）内。相控制ＺＶＳＰＷＭ全桥逆变器有如下特点：１１利用电路中的寄生元件即变压器漏感和开关器件结电容之间的谐振来实现开关器件的零电压开通，一般不需要附加电感电容元件，因此，电路元件数量少，结构简单。移相全桥软开关高频高压交流电源的设计２）由于开关管工作于零电压开关条件下，因而大大减小了开关损耗，有利于提高开关频率，减小逆变器的体积和质量；３）超前桥臂比滞后桥譬容易实现零电压开关；但）移相全桥零电压开关原理［“１捌零电压移相全桥变换电路拓扑结构，不仅能够获得较大的功率输出，且有利于与频率有关的器件如变压器、电感、电容的优化设计。其对ＰｗＭ控制加以改进，采用方波移相控制以实现在功率器件切换段软开关换流。在全桥变换电路中，４个开关管在恒定的频率下持续运行，通过调节桥臂驱动脉冲的相位来调整功率输出。谐振产生在前后桥臂的２个功率开关切换的微小延迟时间（死区）内。软开关技术的应用在较大程度上解决了功率开关损耗过大的问题，并降低功率器件ｄｕ／ｄｔ和击／疵，减少电磁干扰（ＥＭＩ）和射频干扰（ＲＦＩ），降低了逆变器的重量，频率提高，减小了电路中变压器、电感、电容的体积，输出纹波的降低，提高了功率密度和系统动态性能。交流电源主电路原理图如图２．８所示。图中Ｍ１．Ｍ４为功率开关管，分为超前桥臂（左半桥）和滞后桥臂（右半桥）。电路零电压开关依靠功率开关管反并联的二极管（Ｄ１＿Ｄ４）的导通实现功率器件零电压开通，通过功率管谐振电容（Ｃ。．Ｃ４）的充电过程实现功率器件的零电压关断。在移相全桥零压开关变换器中，开关管的导通关断时间恒定。导通顺序为ＩＧＢＴｌ一ＩＧＢＴ４－－ＩＧＢＩ＂２－－ＩＧＢＴ３。同一桥臂的开关管为反相导通。对角管导通具有相移，从而使共导时间随相移的变化而变化。由于开关管存在关断时间，同一桥臂的２个开关管导通关断时，需要一定的延时时间（死区时间），以防止直通，保证开关管的安全；同时为保证开关管的零压开通，需要分别设定合适的领先臂与滞后臂的延时时间。ＩＧＢＴｌ、ＩＧＢＴ２、ＩＧＢＴ３、ＩＧＢＴ４分别由脉冲发生器输出的移相脉冲信号控制。大连理工大学硕士学位论文３移相控制软开关ＰＷＭ逆变器的设计３．１逆变器功率元器件的选择［１ｑ本文设计的交流电源选用绝缘栅双极性晶体管（ＩＯＢＴ）作为逆变器的功率开关管。绝缘栅双极型晶体管（ＩＧＢＴ）是近年来发展起来的半导体器件，它集功率场效应管ＭＯＳＦＥＴ和功率晶体管ＧＴＰ．的优点于一身，具有输入阻抗高、开关频率高（１０～４０ｋＨｚ）、峰值电流容量大、自关断、低功耗和易于驱动等特点，是目前发展最为迅速的新一代电力电子器件之一，被广泛用于各种电机控制驱动、不间断电源、医疗设备和逆变焊机等领域。ＩＧＢＴ的驱动和保护是其应用中的关键技术。３．１．１ＩＧＢＴ的电气特性ＩＧＢＴ是在功率ＭＯＳＦＥＴ漏区加入ＰＮ结构构成的，导通电阻降低到普通功率ＭＯＳＦＥＴ的１／１０，其等效电路如图３．２所示，其中Ｒ是厚基区调制电阻，ＩＧＢＴ可认为是由具有高输入阻抗、高速ＭＯＳＦ－咂Ｔ驱动的双极型品体管，图３，３为ＩＧＢＴ的电气特性（ＩＧＢＴ为２００Ａ／１２００Ｖ），图３．３ａ是集射电压ＬＩＣＥ与集电极电流尼的关系，图３，３ｂ是栅极电压№与集电极电流尼的关系曲线Ｍ疆酮丑嗣援Ｍ睡嗣ｎ瓤圈暖发ｅ煅阳封嘎｝皂啜图３．１ＩＧＢＴ基本结构Ｆｉｇ．３．１ＴｈｅｂａｓｉｃｓｔｒｕｃｔｕｒｅｏｆｌＧＢＴ图３．２ＩＧＢＴ的等效电路Ｆｉｇ．３．２ＴｈｅｅｑｕｉｖａｌｅｎｔｃｕｒｒｅｎｔｆｏｒＩＧＢＴ移相全桥软开关高频高压交流电源的设计啪Ｏ２４６ｌ婚舭（ａ）ｌ锄卯ＯＩ。ｖ埘，ｖ（ｂ）图３．３ＩＧ盯的电气特性Ｆｉｇ．３．３ＥｌｅｃｔｒｉｃｆｅａｔｕｒｅｏｆＩＧＢＴＩＧＢＴ的特点如下：（１）ＩＧＢＴ的开关速度较高，开关损耗小，（２）ＩＧＢＴ的通态压降在胜或名额定电流以下区段具有负的温度系数，在其它区段则是正的温度系数，因此在并联时具有电流自动调节的能力。（３）ＩＧＢＴ的安全工作区比ＧＴＲ的要宽，而且具有耐脉冲电流冲击的能力。（４）ＩＧＢＴ的通态压降比ＭＯＳ管要低，特别是在大电流区段。（５）ＩＧＢＴ的输入特性与ＭＯＳ管相似，其输入阻抗高，它在驱动电路中作为负载时具有容抗的性质。（６）与ＭＯＳ和ＧＴＲ相比，ＩＧＢＴ的耐压可以继续做的很高，电流可以再作大，同时还保留工作频率高的特点。３．１．２１６ＢＴ的参数设计１）ＩＧＢＴ额定电压的确定由逆变器电路原理图可看出，ＩＧＢＴ承受的最大正向电压为逆变器输入侧的直流电压Ｅ。则可选择的ＩＧＢＴ耐压值ＶＣＥＲ＝２Ｅ＝１１２０Ｖ。设计中实际选择ＶＣＥＲ＝１２００Ｖ。２）ＩＧＢＴ额定电流的确定已知逆变器最大输出功率为Ｐ为５ｋＷ，输出电压有效值Ｕｏ为２０ｋＶ，设电流有效值为ｌｏ，则流过ＩＧＢＴ的峰值电流Ｉｃ＝压丧＝压×翥需＝吣ｓ４爿ＩＧＢＴ额定电流应高于尼，向上靠拢电流等级，取其额定电流值为１Ａ。大连理工大学硕士学位论文３．２ＩＧＢＴ的驱动３，２．１对驱动电路的要求作为功率开关器件，ＩＧＢＴ的工作状态直接关系到整机的性能。所以选择或设计合理的驱动电路显得尤为重要。理想的驱动电路应具有以下基本性能：（１）要求驱动电路为ＩＧＢＴ提供一定幅值的正反向栅极电压Ｖａｒｏ正向Ｖｏｒ越高，器件Ｖｏｒｓ越低，越有利于降低器件的通态损耗。但为了限制短路电流幅值，一般不允许ＶｏＥ超过２０Ｖ。关断１ＧＢＴ时，必须为器件提供一５Ｖ～一１５Ｖ的反向ＶｏＥ，以便尽快抽取器件内部的存储电荷，缩短关断时间，提高ＩＧＢＴ的耐压和抗一干扰能力。（２）当发生短路或过流故障时，理想的驱动电路还应该具备短路保护功能。根据ＩＧＢＴ的特点，～个合理的短路保护流程如图３．４所示。图３．４短路保护流程Ｆｉｇ．３．４Ｔｈｅｐｒｏｔｅｃｔｉｏｎｆｌｏｗｆｏｒｓｈｏｒｔｃｉｒｃｕｉｔ移相全桥软开关高频高压交流电源的设计该流程采用延时２．５ｕｓ缓降栅压，再延时７ｕｓ封锁输入信号的方案，既保证了能有效排除偶然的或虚伪的短路信号引起保护电路动作，又保证了在发生严重的短路故障时，能及时地关断ＩＧＢＴ，防止器件损坏【９】。（３）要求在栅极回路中必须串联合适的栅极电阻ＲＧ，用以控制ＶｏＥ的前后沿陡度，进而控制器件的开关损耗。Ｒｃ增大，玩Ｅ前后沿变缓，ＩＧＢＴ开关过程延长，开关损耗增加；ＲＧ减小，ＶＧｅ前后沿变陡，器件开关损耗降低，同时集电极电流变化率增大。因此，ＲＧ的选择应根据ＩＧＢＴ的电流容量、额定电压及开关频率，一般取几欧姆到几十欧姆。（４）要求驱动电路具有隔离输入输出信号的功能，同时要求在驱动电路内部信号传输无延时或延时很小。３．２．２驱动电路设计ｆ１８．１９】ＩＧＢＴ的驱动电路比较多，而且，大多数ＩＧＢＴ厂家为了解决可靠性问题，都生产与其ＩＧＢＴ相配套的混合集成驱动电路，这些专用驱动电路抗干扰能力强，集成化程度高，速度快，保护功能完善，因此，在本逆变器中选用了日本富士公司的ＥＸＢ８４１快速型ＩＧＢＴ专用驱动模块来驱动ＩＧＢＴ。该驱动模块整个电路信号延退时问不超过１ｕｓ最高工作频率可达４０～５０ｋＨｚ。它只需要外部提供一个＋２０Ｖ单电源，内部产生－－５Ｖ反偏电压。模块采用高速光耦合器隔离射极输出，并有短路护。图３．５ＥＸＢ８４１功能原理框图Ｆｉｇ．３．５ＴｈｅｆｕｎｃｔｉｏｎｐｒｉｎｃｉｐｌｅｏｆＥＸＢ８４１ＥＸＢ８４１的整个电路信号延迟时间不超过ｌｔｔｓ，最高工作频率可达４０～５０ｋｌ＇Ｉｚ。它只需外部提供一个＋２０Ｖ的单电源，内部自己产生．５Ｖ的反偏电压。模块采用高速光耦大连理工大学硕士学位论文合器隔离，射极输出，并有短路保护和慢速关断等功能。其功能原理图如图３．５，可分为三部分：放大、过电流保护和５Ｖ基准电源部分。＋６图３．６ＥＸＢ８４１驱动模块外部接线图Ｆｉｇ．３．６ＴｈｅｏｕｔｓｉｄｅｃｏｒｍｅｅｔｉｏｎｆｏｒＥＸＢ８４１ｄｒｉｖｅｍｏｄｕｌｅＥＸＢ８４１驱动模块使用非常方便可靠，外部线路简单。在本电源中ＥＸＢ８４１驱动模块的外部接线示意图如图３．６。图３．７ＥＸＢ８４１驱动电路图Ｆｉｇ．３．７ＴｈｅｃｕｒｒｅｎｔｕｓｅｄｔｏｄｒｉｖｉｎｇＥＸＢ８４１一１９．移相全桥软开关高频高压交流电源的设计本电源中ＩＧＢＴ的驱动电路如图３．７所示。ＥＸＢ８４１的６脚是过流保护输入端，通过二极管Ｄｌ接ＩＧＢＴ的漏极，５脚是过流保护输出端，２脚接正２０Ｖ电源，３脚经栅极电阻接ＩＧＢＴ栅极，ｌ脚接ｌＧＢＴ的源极，９脚为零电位，１４、１５脚是ＥｘＢ８４１的内部光耦的输入端。ＥＸＢ８４１的过流信号由５脚送至光稻，再进入由双稳态触发器４０４３及其外围电路构成的故障判断电路，然后，判断结果信号与ＰＷＭ信号同时送至与门４０８１，最后的驱动信号送至ＥＸＢ８４１的内部光耦输入端。ＩＧＢＴ栅射极闻并接的电阻和两个反接的５Ｖ和１５Ｖ稳压管，起到稳定栅射电压、防止ＩＧＢＴ的误导通和以免驱动偏置电压过高的作用。驱动电路最终输出、加在ＩＧＢＴ栅射极的驱动电压信号见图３．８。图３．８ＩＧＢＴ驱动电压信号Ｆｉｇ．３．８ＴｈｅｄｒｉｖｅｖｏｌｔａｇｅｓｉｇｎａｌｏｆＩＧＢＴ１１正常开通过程当控制电路使ＥＸＢ８４１输入端脚１４和脚１５有１０ｍＡ的电流流过时，光耦器ＩＳ０１就会导通，Ａ点电位迅速下降到０Ｖ，使Ｖ１和Ｖ２截止，Ｖ２截止使Ｄ点电位上升到２０Ｖ，Ｖ４导通，Ｖ５截止，ＥⅫ８４１通过Ｖ４及栅极电阻ＲＧ向ＩＧＢＴ提供电流使之迅速导通，ｕｃＥ下降至３Ｖ。与此同时，Ｖ１截止使＋２０Ｖ电源通过Ｒ３向电容Ｃ３充电，时间常数ｒ为：ｆ＝ＲｓＣ３＝２．４２／Ｌｌｓ（３．１）然而由于ＩＧＢＴ约ｌｌＪｓ后已导通，ＵｃＥ下降至３ｖ，从而将ＥＸＢ８４１脚６电位钳制８Ｖ在左右，因此Ｂ点和Ｃ点电位不会充到１３Ｖ，而是充到８Ｖ左右，这个过程时间为大连理工大学硕士学位论文１．２４岫；又稳压管ｖｚｌ的稳压值为１３Ｖ，正常开通时不会被击穿，Ｖ３不通，Ｅ点电位仍为２０Ｖ左右，二极管Ｖ０６截止，不影响Ｖ４和Ｖ５的正常工作。２）正常关断过程控制电路使ＥＸＢ８４１输入端脚１４和脚１５无电流流过，光耦合器ＩＳ０１不通，Ａ点电位上升使ｖ１和Ｖ２导通；Ｖ２导通使Ｖ４截止，Ｖ５导通，ＩＧＢＴ栅极电荷通过Ｖ５迅速放电，使ＥＸＢ４１的脚３电位迅速下降至０Ｖ（相对于ＥＸＢ８４１脚ｌ低５ｖ），使ＩＧＢＴ可靠关断，ＵｃＥ迅速上升，使ＥＸＢ８４１的脚６“悬空”。与此同时，Ｖ１导通，Ｃ２通过Ｖｌ更快放电，将Ｂ点和Ｃ点电位钳在０Ｖ，使Ｖｚ】仍不通，后继电路不会动作，ＩＧＢＴ正常关断。３１对ＩＧＢＴ的保护设计因ＩＧＢＴ正常导通时Ｃ点和Ｆ点电位稳定在８Ｖ左右，ＶＳｌ稳压管不被击穿，Ｖ３管不通，Ｅ点电位保持为２０Ｖ，二极管ｖＤｌ截至。若此时发生短路，ＩＧＢＴ承受大电流而退饱和。Ｖｎｓ上升很多，二极管ＶＤ２截至，则ＥＸＢ８４１的６脚“悬空”，Ｃ点和Ｆ点电位开始由８Ｖ上升；当上升至１３Ｖ时，ＶＳｌ管被击穿，使Ｖ３管导通，电容Ｃ４通过Ｒ７和Ｖ３管放电，Ｅ点电位逐渐下降，从而使ＥＸＢ８４１的３脚电位也逐步下降，慢慢关断ＩＧＢＴ。其中Ｃ点和Ｆ点电位由８Ｖ上升至１３Ｖ的时间可由下式求得１３＝２０（１一ｅ一‘，ｆ２１—８ｅ－ｔ，ｆ１（３．２）ｔ＝１．３ｕｓ又Ｒ７、Ｃ４组成的时间常数为ｒ２＝Ｒ７Ｃ４＝４．８４ｕｓ（３．３）则Ｅ点由２０Ｖ下降到３．６Ｖ的时间由下式求得３．６＝２０ｅ。，ｆ２（３．４）ｔ＝８．３ｕｓ此时慢关断过程结束。ＩＧＢＴ门极偏压为０Ｖ。这种状态一直持续到控制信号使ＥＸＢ８４１中ＩＳ０１光耦合器截至，此时Ｖｌ和ｖ２管导通，Ｖ２管导通使Ｂ点电位下降至０Ｖ，从而Ｖ４管完全截至，Ｖ５管完全导通，ＩＧＢＴ门极所受偏压由慢关断时的０Ｖ迅速下降到一５Ｖ，ＩＧＢＴ完全关断。Ｔ１导通使Ｃ２迅速放电、Ｔ３管截至，２０Ｖ电源通过Ｒ９对Ｃ４充电，时间常数为ｆ３＝Ｒ９Ｃ４＝４８．４／ａＳ（３．５）则Ｅ点由３．６Ｖ充至１９Ｖ的时间可由下式求得１９＝２０（１一ｅ－‘７‘’、＋３．６ｅ。７‘３移相全桥软开关高频高压交流电源的设计ｔ＝１３５ｕｓ即Ｅ点恢复到正常状态需１３５ｕｓ，至此ＥＸＢ８４１完全恢复到正常状态，可以进行正常的驱动。３．３高频变压器的设计高频变压器的设计是变换器设计中的一个难点。因为高频变压器不但参数多，如输入电压、输入电流、输出电压、频率、温升、漏感、磁性元件参数、铜损、铁损等等。而且高频变压器还有其高频工作产生的高频特性，主要有涡流效应、高频铁损、瞬态饱和等。高频变压器在电路中，主要起隔离和升压的作用。理想的变压隔离器有如下的特征：１）从输入到输出能够通过所有的信号的频率，从理想的直流到不理想的直流都能变换；２）变换时可不考虑能量损耗；３）能使输入输出之间完全隔离：４）变换中，无论从原边到副边，或副边到原边，都是一样方便有效。３．３．１高频变压器的设计步骤桥式变压器的设计相对比较容易，两个半周期都用同一个原边绕组，磁心和绕组使用率比较高。为了减少磁化电流，最好原边绕组匝数较多，电感量大，为此，选用高导磁率的合金材料的磁心，而且磁心不带气隙。１）选择铁芯型号根据输出功率、效率求出输入功率和工作频率，然后查询相关的手册就可得知所要用的铁芯型号。２）选择最佳磁感应强度变压器设计为求有最佳效率，均从铜耗等于铁耗出发的。对于每一个设计者，有一个最佳磁感应强度幅值，它依赖于工作频率、铁芯损耗，原加的电压和原、副边的匝数比等等。３）线圈匝数计算原边匝数：Ｎｐ＝五ＶＳ丽Ｘｔｏｎ（３．６）上式中：风：原边线圈所加直流电压，在有波动时取小值（Ｖ）：ｔｏｎ：最大导通时间（１ｌｓ）：ＡＢ：总磁感应强度增量（Ｔ）；大连理工大学硕士学位论文压：磁芯有效面积（ｍｍ２）；４１变压器副边线圈的匝数设副边的匝数为脑，根据法拉第定律可得：矿ｌ＝Ｋ彳ｒｓＮｓＢ，，，／ｌ，（３．７）式中：７；为开关的工作频率占ｋ为工作磁通的密度以为磁芯有效面积（铁心窗体面积乘上使用系数可得到有效面积）ｊ舀为波形系数，有效值与平均值之比正弦波时为４．４４，方波时为４。整理可得：Ｎｓ＝——ＬＬ一（３．８）搿ｓＢ“ｅ在本电源设计中，由功率的大小可得到相应的铁磁材料的型号为：磁芯为ＥＥ６５Ａ型，有效面积为Ａ。＝５３８ｍｍ２，窗口面积Ｓ＝５３７ｍｍ２，ｍ＝０．３Ｔ，开关频率为２５ｋＨｚ，代入本系统的各项参数可得：４ｘ２５ｘ１０３ｘ０．３ｘ５３８ｘｌＯ－＇ｓ＝１２３９．１６（匝）＝——＝Ｉ＝ｚｊｙ・ｌＯ“咀，实际取其值为１２４０匝。变压器变比为７：５００，所以原边匝数取１８匝。３．３．２高频变压器设计中的几个问题１１阶梯饱和由于两个功率管存储时间不同或输出整流二极管正向电压的不同，会引起在变压器原边绕组所受的正向和反向伏秒值不平衡，这个不平衡造成某运行周期变压器铁芯的磁感应强度阶梯式趋于饱和。２１瞬时饱和效应阎假设有一对功率管在饱和点附近工作，如果负载瞬时增加，控制电路使脉冲宽度快速增加，以补偿损耗和增加电流，这样，铁芯出现单向饱和，一对功率管可能流过突发性的过电流。如果功率管有独立的、快速反应的限流装置，那么出发脉冲能在过电流造成危害之前消失，电源装置就可避免损坏。但这并不是一个好的解决办法。如果放大器放大倍数使输出电压的摆动幅度小，使每个周期只允许增加脉冲少量的脉冲宽度，则有可能防止过度饱和。这种办法会使电路的瞬态响应稍稍变差。移相全桥软开关高频高压交流电源的设计３１趋肤效应［２３１导线流过高频电流时，只在导线表皮流过，称为趋肤效应。由于趋肤效应使得导线有效面积减少，电流密度有所提高，引起铜耗增加，效率下降。当导线流过突变电流时，产生磁力线，磁力线引起涡流，涡流的方向加大了导线表面的电流，抵消中心线的电流，使得电流只在导线的表面流动，中心则无电流，这种效果时导线本身的电流产生的。为了解决这个问题，我们可以用多股导线缠绕高频变压器，这样就可以避免趋肤效应。３．４输出滤波电感值的确定３．４．１输出滤波器的选择和参数设计输出交流滤波器的作用是滤除逆变桥输出ＳＰＷＭ波中的谐波分量，表面看来好象ＬＣ滤波参数越大，系统输出波形越好。实际上，滤波时间常数越大，不仅滤波电路的体积和重量过大，而且滤波电路引起的相位滞后变大，采用闭环波形反馈控制时，整个系统的稳定性越差。相反，滤波参数选得过小，系统中的高频分量得不到很好的抑制，输出电压不能满足波形失真度的要求。在交流电源中，通常使用的是ｒ型或者是ｎ型滤波器，如图３．９所示：绀ｒ型∞ｎ翌图３．９交流电源系统中常用的滤波器Ｆｉｇ．３．９ＴｈｅｆｉｌｔｅｒｕｓｅｄｆＴｅｑｕｅｎｔｌｙｉｎｉｎｖｅｒｔｉｂｌｅｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｓｙｓｔｅｍＲ由于ｒ型滤波器是最简单的一种形式，所以它的应用也最广泛。本电源设计中负载阻抗比较高采用ｒ型滤波器，下面主要对ｒ型滤波器进行讨论［３２—３】。ｒ型滤波器是按照低通滤波器的计算方法进行设计的，使逆变器基波频率落在通带内，从而达到抑制谐波、保留基波的目的。但是，仅仅这一点是不够的，设计时还应考虑滤波器对逆变主电路的影响。在实际设计中，若不考虑到滤波电路对逆变器主电路的影响，则往往可能造成逆变器工作不稳定、不可靠。大连理工大学硕士学位论文交流电源对输出谐波含量有明确的要求，即单次谐波含量小于３％，总谐波含量小于５％，因此输出滤波器的设计是十分重要的因素，为了使逆变器与滤波器成为交流电源整体中的一个合理单元，在交流电源中，对滤波器设计时的要求可总结为如下几点：１）使单次谐波和总谐波含量降到指标允许的范围以内。２１负载大幅度变化时，滤波器对主电路正常运行的影响尽可能地小。３）负载变动后，输出电压的波动要尽可能地小。钔在满足指标要求的情况下，滤波器所用的元件尽可能地少。３．４．２滤波参数选择的理论分析为了满足以上的几点要求，可以通过以下途径设计一滤波器的参数。根据截止频率矗，负载皿来选择：这种方法实际上是根据ｒ型低通滤波器的截止频率来选择滤彼器的电容、电感，ｒ型低通滤波器电路图如图３．９（ａ）所示。电感的电抗为皿＝ｃｏＬ＝２７ｒ／Ｌ，电容的电抗为Ｘｃ＝１／ａ，，Ｃ＝１／２疗ｆ１２，Ｘｚ随着频率的升高而升高致随着频率升高而降低。设逆变器的输出电压中基波频率为ｆｌ：开关频率为．，§；截止频率为矗，且满足关系：ｆｌ＜力＜矗。由于厂１＜斥，故ｃｏｉＬ＝１／ｃｍＣ，ｃｏＩＬ对基波信号阻力很小；１／ｃｏ＿，Ｃ对基波信号分流很小，因此允许基波信号通过。由于乃＜．声，故ｍ正＞１／ｃｏｅＣ，ｃｏｋＬ对开关频率分量阻力很大；１／ｃ０９２对开关频率分流很大，因此滤波器不允许开关频率分量通过，更不允许它的高次谐波通过。如前面所述，逆变桥输出脉宽调制波中的谐波主要分布在开关频率附近，因此一般选取Ｌｃ滤波器的谐振频率满足：ｒＣＯ。＝—毒一≈０．Ｊ×２ｚｒ＿７；（３．１２）ｎ√ＬＣ。式中届为开关频率；刀为变压器变比，滤波器特征阻抗为ｒ－Ｐ＝押．／竿（３．１３）Ｙ乙，假设负载阻抗为ＲＬ，可取系统特征阻抗为ｐ＝（Ｄ．５～０．８１ＲＬ（３．１４）对于本电源设计的滤波器，变压器变比为７：５００，由式（３．１２）（３．１３）（３．１４）可计算出滤波电感为乃＝１．８肚Ｈ，实际电路中取２９Ｈ，滤波电容Ｃ７＝９．６４９Ｆ，在实际电路中取ｌＯｕＦ。图３．１０为电路中设计的滤波器。移相全桥软开关高频高压交流电源的设计图３．１０输出滤波器Ｆｉｇ．３．１０Ｔｈｅｏｕｔｐｕｔｆｉｌｔｅｒ一２６—大连理工大学硕士学位论文４控制回路及相关辅助电路的设计４．１电源控制器设计控制器是整个高频高压交流电源系统的重要组成部分，控制器的设计直接影响到主电路工作的安全可靠性，以及系统的稳定性、稳态精度和动态响应等重要性能指标。１１公司推出的ＵＣＣ３８９５是一款用于移相全桥ＰＷＭ控制的新型控制器件，功能完善，性能优越。本文高频高压交流电源采用ＵＣＣ３８９５针对大功率ＰｗＭ．ｚＶＳ设计了电源控制器，并用ＰＳＰＩＣＥ仿真软件对所设计的控制器进行了仿真１２９］。４．１．１ＵＣＣ３８９５主要功能特点及控制器电路组成ＵＣＣ３８９５是１１公司生产的专用于ＰＷＭ移相变换的新型控制芯片。它是ＵＣ３８７５（７９）的改进型，除具有ＵＣ３８７５（７９）的功能外，主要是增加了自适应死区设置，以适应负载变化时不同的准谐振开关要求；另外还增加了ＰＷＭ软关断能力。通过不同的外围电路设置，既可工作于电压模式，也可工作于电流模式；并且可实现输出脉冲占空比从０到１００％相移控制，软启动和软停止可按要求进行调节；内置７加舷带宽的误差比较放大器。片内结构设计十分紧凑巧妙，具有完善的限流及过流保护、电源欠压保护、基准欠压保护、软启动和软停止等功能。根据技术指标要求，以ＵＣＣ３８９５集成控制芯片为核心设计的交流电源控制器框图如图４．１所示。图４．１中，控制器由ＵＣＣ３８９５、时钟与锯齿波形成电路、电压和电流采样电路、斜坡补偿、调节器、隔离驱动及保护电路等部分组成。采用峰值电流模式双环控制。ｌ獾卜．ｒ磊刮醭軎Ｉ旧凄卜ＵＣＣ３８９５寸网——ｌｌ控制器—磊］Ｌ壁ＵＩ疆卜－ｑ电流电压采样及保护图４．１ＵＣＣ３８９５电源控制器组成框图Ｆｉｇ．４．１ＦｒａｍｅｗｏｒｋｏｆＵＣＣ３８９５ｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｅｏｎｔｒｏｌｌｅ移相全桥软开关高频高压交流电源的设计４．１．２斜坡补偿电路设计与计算峰值电流控制模式让电感电流跟踪电压误差信号，使主电路电感等效为一恒流源，可改善系统动态性能指标及精度。但它有一个主要缺点，即当占空比超过０．５时，容易发生次谐振并对噪声相对比较敏感，闭环系统工作将不稳定，因此必须对反馈的输出电流进行斜坡补偿。补偿的原则是，补偿斜率必须大于０．５倍的输出电流下降斜率，在工程实践中，一般取Ｍｃ＝（７０％～８０％）Ｍ２（Ｍｃ为补偿斜率，Ｍ２为下降斜率）。根据这一要求，斜坡补偿电路设计如图４．２所示。该电路与传统的采用晶体管电压跟随器补偿电路相比，锯齿波电路与电流检测电路相互影响小，补偿后波形不存在因晶体管的死区而导致的失真现象。ＵＳ图４．２斜坡补偿电路Ｆ逗．４．２ＳｌｏｐｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｃｉｒｃＩＩｉｔ图４．２中，Ｕｓ信号来自位于直流输入母线上的霍尔电流传感器输出，该信号既作为峰值电流控制模式的电流反馈，又作为变换器过流保护的输入信号。设输入电压为ｕ；，输出电压为Ｕｏ，霍尔传感器的增益为Ｋｓ（电流检测电路的输出电压与母线电流之比１，电路工作最大允许占空比为Ｄ。。，开关频率ｆｓ＝１００ｋＨｚ，变压器变比Ｋｙ＝Ｎｔ／Ｎ２＝１．２，负载电阻为ＲＬ，输出滤波电感为Ｌ，输出滤波电容为Ｃ，输出滤波电感电流上升斜率为ＭＩ，下降斜率为Ｍ２，补偿斜率为Ｍｅ，ＵＣＣ３８９５输出锯齿波电压峰值为Ｕｃ刑，则斜坡补偿电路的设计计算步骤如下（考虑占空比最大时的情况，Ｄ＝Ｄ。ｍｘ，在此条件下计算补偿斜率Ｍｅ，可以保证对所有的Ｍｌ、Ｍ２系统均能稳定）。（１）输出滤波电感电流上升斜率Ｍｌ和下降斜率Ｍ２分别为：Ｍｌ：＿Ｕ，－Ｕｏ：ｌ士一１惮（４．１）山Ｌｕｍ“ｊＬＭ２＝Ｕｏ／工（４．２）大连理工大学硕士学位论文（２）输出滤波电感电流下降斜率Ｍ２折算成一次侧电流下降斜率：Ｍ７２＝Ｍ２．ｎ２／ｒ／！＝Ｍ２／ｊｂ（４．３）（３）Ｍ’２折算成母线电流输出电压下降斜率：Ｍ２ｃ，＝Ｍ’２．骼（４．４）（４）为保证一定的稳定裕量，应使斜坡补偿电流斜率Ｍｃ＞Ｍ２／２，取Ｍｃ＝０．７５Ｍ２折算为电压斜率Ｍｃｕ＝０．７５Ｍ２Ｕ，即所需的斜坡补偿电压斜率为：ＭＣＵ＝０．７５Ｍ２【，；—０．、７５广，ＫＦｓ，Ｕｏ（４．５）Ａｒ‘Ｌ（５）定时电容Ｃｒ上斜坡电压的斜率：胁＝Ｕｃｒ，ｔ／ＴｃＬｘ＝ＵＣＴＭ＂，；（４．６）（６）斜坡补偿电路参数计算。图４．３中运放Ａ２的输出为：一＝一即，旧ＵＣＴ＋豢）］取Ｒ５＝Ｒ６，Ｒ２＝Ｒ３，则根据斜坡补偿电压斜率要求，有：Ｒ３Ｍｃｕ０．７５．Ｋｓ・【，ＤＲＩＭｕｃｒＫｒｏＬ・Ｕｃｒｕ・∥４．１．３闭环系统小信号模型调节器设计（４．７）（４．８）峰值电流控制模式为一电流内环、电压外环双环控制结构，根据峰值电流模式小信号分析，其控制系统结构框图如图４．４所示。图４－４中，电流内环等效为一个二阶振荡环节Ｇ２（Ｓ），其共轭极点的频率为开关频率．矗对应的角频率‰，阻尼系数由ＱＳ决定：９＝笔筹（４．。）Ｇ３（ｓ）为输出ＲＣ滤波环节。电压反馈环节由电阻分压器、电压跟随器和线性光耦等组成，电压给定为Ｕｒ，输出电压整定为Ｕｏ，则日（Ｓ）＝Ｋｓ＝阱／Ｕｏ奄巨：竺：酬一二，五日（趵；娲曲，上７Ｒ６＂Ｓ＋１图４．３控制系统结构框图Ｆｉｇ．４．３Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｆｒａｍｅｗｏｒｋｏｆｃｏｎｔｒｏｌｓｙｓｔｅｍ仉移相全桥软开关高频高压交流电源的设计由上述三部分组成的开环传递函数的主导极点是输出滤波电路的单极点，位于滤波电容和负载电阻形成的阻容时间常数对应的频率处，而另一对共轭极点的频率为开关频率ｆｓ对应的角频率慨。据此，电压外环调节器可以选择ＰＩ调节器，调节器电路如图４．４所示。图４．４调节器电路Ｆｉｇ．４．４ＡｄｊｕｓｔｏｒｃｉｒｃｕｉｔＰＩ调节器传递函数为：白ｃ耻去ｌ¨志Ｈ¨去ｌ他埘调节器的零点选取在输出滤波环节的阻容时间常数对应的频率处，即Ｔｉ砩ｂＣｌ＝ＲＬＣ。增益ＫＰ根据系统开环频率特性所要求的稳定裕度来调整。当ＫＰ取１６０时系统性能较好，系统开环频率特性的Ｍａｔｌａｂ计算结果如图４．５所示。由图可见，开环中频段以－２０ｄＢ／ｄｅｃ斜率穿越０ｄＢ线，开环截止频率达ｌｘ１０５ｒａｄ／￥，相角裕量Ｔ约７５０。因此，闭环系统小信号工作的稳定性和动态性能均较好，高频段以．６０ｄＢ／ｄｅｃ斜率衰减，系统抗干扰能力强。为增强系统稳定性，硒ｃ１支路并联高阻值电阻Ｒｔｌ。大连理工大学硕士学位论文璺１００趣０罂一１００学乏趟罂－９０—１３５—１８０－２２５－２７０１００１酽１０．１０６频率／如图４．５系统小信号开环Ｂｏｄｅ图Ｆｉｇ．４．５Ｂｏｄｅｄｉａｇｒａｍｏｆｏｐｅｎｌｏｏｐｓｙｓｔｅｍ４．１．４软启动及保护电路设计高频高压交流电源系统在工作过程中，除一般的正常工作状态外，还会遇到启动、停机、过载、负载短路或开路等特殊工作状态。因此，交流电源软启动及保护电路设计是必不可少的。采用ＵＣＣ３８９５控制器，软启动和保护功能的实现非常方便ｐｏ】，如图４．６所示。图４．６软启动及保护电路Ｆｉｇ．４．６Ｓｏｆｔｓｔａｒｔ－ｕｐａｎｄｐｒｏｔｅｃｔｉｏｌｌｃｉｒｃｕｉｔ图４．６中，ＵＣＣ３８９５的１９脚接软启动电容Ｃｓｓ，其大小将决定启动时控制器工作延迟时间和软启动的持续时间。ＰＴｌ端口来自直流母线电流传感器输出，将母线过流或短路信号送ＵＣＣ３８９５的１２脚保护端ＣＳ。当２Ｖ＜ＶＣＳ＜２．５Ｖ，控制器进入限流状态，若Ｖｃｓ＞２．５Ｖ，控制器封锁驱动脉冲，变换器停止工作。因此，在负载过流的情况下，保护电路是分阶段工作的，从而增加了系统工作的柔性。由传感器增益酶和Ｒ１２、Ｒ１３的移相全桥软开关高频高压交流电源的设计分压比决定限流和过流阈值，设变压器变比为ＫＴ，输出额定电流为Ｉｏ，规定的过流系数为６，则Ｒ１２、Ｒ１３的取值由下式决定：丝Ｒ１３＝慧２５Ｋｒ一１（４．１１）●一’…一，ＰＴ２端口来自直流母线电压，Ａ３、Ａ４、ＯＰＴｌ和ＯＰＴ＇／等构成直流母线电压检测线性隔离电路，利用双光耦的差分负反馈作用使电压检测隔离电路的输出输入成线性关系，可以得到光耦隔离电路的输出与直流母线电压之间的关系为：Ｕｏｅ舻面丽Ｒｌｓ鬲Ｒ２２面‰（４．１２）ｒ１２瓦丽丽ｕ拥（４’Ｖｃｌ和Ｖｃ２分别为直流母线过压和欠压比较器，由Ｒ１４、Ｒ１５、Ｒ１６来设定过压和欠压闽值。Ｒｃｓ、Ｃｃｓ起滤波作用，以防止尖峰干扰使保护电路误动作。４．１．５控制器的ＰＳＰＩＣＥ仿真采用ＰＳＰＩＣＥ９．１仿真软件元器件库中现有的元器件构造ＵＣＣ３８９５模型，模拟出其主要功能，对上述交流电源控制器设计进行了仿真，得到的仿真结果分别如图４．７～图４．９所示。（１）２．５０．０电压Ｖ一２．６—５．０（２）ｌ（１）；・０１（２）１０电压ｖｏ．ｏｊ５ｆ一６．ｏＪ０（１）５．０｛（２）１０电压ｖｏ．ｏｊ５ｌ一６．０Ｊ０１器ｔＵ（ｃ：０１０（２）．Ｕ（Ｄ）１０２０１０３０（三）ｔｕ（Ｃ）（２）・Ｕ（Ｄ）时问／Ｉｌｓ图４．７ＵＣＣ３８９５模型主要仿真波形Ｆｉｇ．４．７ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎａｎｄｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔｗａｖｅｆｏｒｍｓｏｆＵＣＣ３８９５０５ｏＩ大连理工大学硕士学位论文图４．７为ＵＣＣ３８９５的模型仿真波形，从上到下依次为锯齿波信号ＣＴ、同步信号ＳＹＮＣ及Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ四路驱动逻辑信号波形。图４．８为未进行斜坡补偿（当系统占空比大于５０％时易发生“次谐振”现象）的仿真波形。该仿真波形发生于系统启动过程的中期，占空比逐步上升直至刚刚超过５０％，系统运行中的随机扰动即引起次谐波振荡，发生“次谐振”将使得系统无法稳定下来。当系统进入过冲调整阶段时或人为引入扰动时，“次谐振”现象将更加严重，其仿真结果也可通过继续观察随后的仿真过程得到。图４．９为实现斜坡补偿及其消除“次谐振”现象的仿真波形。该仿真波形取自系统过冲调整阶段前后，此时系统动态情况复杂，表明图４．２所示电路很好地实现了斜坡补偿，并且进行适当的斜坡补偿可有效地消除“次谐振”现象。５∞』。撞－＇５００｛①＋Ｖ幔，Ｂ）’Ｖ吆ｏ）＠。ｚ旺＾’蝴～图４．８发生“次谐振”现象的仿真波形Ｆｉｇ．４．８Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｗａｖｅｆｏｒｍｓｏｆｓｕｂｈａｒｍｏｎｉｃｏｓｃｉｌｌａｔｉｏｎａｐｐｅａｒａｎｃｅ隗匕杉艺＃册晃ｚ艺（艺艺艺衫矧１７００１７１０１７２０１７３０１７４０１７５０ｌＴ８０ｌＴＴ０１７∞１７９０ｏ‘Ｖ姒觚）Ｖ晒：１）ｏ”缸）时阆，∞图４．９斜坡补偿及其消除“次谐振”现象的仿真波形Ｆｉｇ．４．９ＷａｖｅｆｏｒｍｓｏｆｓｌｏｐｅｃｏｎｌｐⅨＬｑａｔｉｏＩｌａｎｄｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎｏｆｓｕｂｈａｒｍｏｎｉｃｏｓｃｉｌｌａｔｉｏｎ２｝、幽掣∞０蚰｛ｍ与０≤臻掣一Ｔ５≥勒。锄跏蹒ｏ：３皂出智＾，瞪哲移相全桥软开关高频高压交流电源的设计４．２移相全桥ＰＷＭ交流电源主电路拓扑及控制结构移相全桥ＰＷＭ交流电源主电路拓扑及控制结构如图４．１０所示ｍ。”。图４．１０中，输入为２２０Ｖ／５０Ｈｚ市电整流的输出电压，ＵＦ－２８０Ｖ『；ＭＩ、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４为ＩＲＦ５３０型ＩＧＢＴ管，耐压１１２０Ｖ，连续工作漏极电流ＩＤ＝３１Ａ，内部寄生体续流二极管和结电容；Ｔ为高频主变压器，Ｌｓ为其漏感；Ｃｂ为阻断电容；Ｌ、Ｃ组成副边滤波电路，Ｄｌ、Ｄ２采用ＭＵＲ５０２０型超快恢复二极管，输出滤波电感Ｌ＝２肚Ｉ，输出滤波电容Ｃ＝１０晒输出功率Ｐｏ＝５ｋＷ。设计要求主电路开关工作频率ｆｓ＝２５ｋＨｚ，移相ＰＷＭ软开关工作方式。图中控制结构采用峰值电流模式，它具有自动对称抗偏磁，输入电压波动的前馈自动调节，内在限流、闭环补偿设计简单，负载响应速度快，容易整机均流并联等优点。夏１耽Ⅲ３苴４图４．１０移相全桥ＰＷＭ交流电源主电路拓扑及控制结构Ｆｉｇ．４．１０ＭａｉｎｔｏｐｏｌｏｇｙａｎｄｃｏｎｔｒｏｌｓｔｒｕｃｔｕｒｅｏｆＦＢ－ＰＳ—ＰＷＭｓｗｉｔｃｈｉｎｇｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙ＋ＵｏＲＬ４．２．１两种控制方式比较全桥式高频环节逆变器，可采用双极性和单极性移相控制策略。双极性移相控制，是指周波变换器相对高频逆变器的移相０，并且输出滤波器的前端电压为双极性ＳＰｗＭ波；单极性移相控制，是指高频逆变桥右桥臂相对左桥臂的移相０，并且输出滤波器的前端电压为单极性ＳＰＷＭ波。通过调节移相角０（０５０５＿１８００），可实现输入直流电压、负载变化时输出电压的稳定与调节。大连理工大学硕士学位论文双极性移相控制原理框图和原理波形∞２８１，分别如图４．１１（ａ）、（ｃ）所示。借助周波变换器的换流重叠、输出滤波电感电流的极性选择，双极性移相控制策略具有如下特点：①实现了变压器副边漏感能量和输出滤波电感电流的自然换流，避免了周波变换器换流重叠期间的环流现象；②为变压器原边漏感能量和每个开关周期内两次交流负载侧的能量回馈提供了通路；③输出滤波器的前端电压为双极性ＳＰＷＭ波：④电流极性选择信号易受电磁干扰，工程实现较难。ｌ㈤轼≤）船缸极性ｓ瓣ｊ钳％）钳啄）铽醢）她Ｉ／＾．Ｓ如虬”．－儿＿ｄＳｋＳｇＳｋｓ／ｏｓ如ＳｄｄＳ，；，，蹦｝）ｌ眭！班ｌＳＩＳ！ＳｉＳｉ妣（ａ）双极性移相控制原理波形（ｂ）单极性移相控制原理波形移相全桥软开关高频高压交流电源的设计（ｃ）双极性移相控制原理框图（ｄ）单极性移相控制原理框图图４．１１两种移相控制高频环节逆变器的控制原理Ｆｉｇ．４．１１Ｔｈｅｃｏｎｔｒｏｌｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓｏｆｔｗｏｋｉｎｄｓｏｆｐｈａｓｅ－ｓｈｉｆｔｅｄｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄｉｎｖｅｒｔｅｒｓｗｉｔｈｈｉｇｈｆｒｅｑｕｅｎｃｙｌｉｎｋ单极性移相控制原理框图和原理波形，分别如图４．１１（ｂ）、（ｄ）所示。与双极性移相控制相比较，具有周波变换器换流重叠、周波变换器在前级输出电压为零期间进行开关转换的单极性移相控制策略具有如下优点：①实现了周波变换器的ＺＶＳ开关；②输出滤波器的前端电压为单极性ＳＰＷＭ波，频谱特性更优，滤波器体积重量更小；③不需要引入电流极性选择信号，工程实现较易。鉴于两种控制方式的特点，结合本文高频高压交流电源的性能要求，选用单极性移相控制方式。４．２．２单极性移相控制的原理特性单极性移相控制逆变器，ＣＣＭ（电流连续模式）时输出滤波电感电流西和输出滤波电容电压（即输出电压Ｕｏ）等状态变量的稳态值为大连理工大学硕士学位论文一：—ＤＵ—ｕＶ２１，・１３）／ＬＩ２百—ＲＬ—＋ｒｔ４．１３）Ｕｏ：—ＤＵ—ｕＶ２——Ｌ（４．１４）２百—ｌ＋ｒ—／Ｒｚ性’式（４．１３）、（４．１４）ｅＰＵｉ为输入直流电压；Ｄ（０９ｓ１）为输出滤波器前端电压蚴口在一个开关周期乃内的占空比：Ｎ１、Ｎ２分别为高频变压器原、副边绕组匝数；ｒ为逆变器等效内阻；耻为交流负载。理想情形（ｒ＝Ｏ）ｃｃＭ、临界ＣＣＭ、ＤｃＭ（电流断续模式）时逆变器的稳态外特性分别为Ｕｏ＝ＤＵ＇，Ｎ２／Ｎｘ（４．１５）／Ｇ＝４Ｉａ一，Ｄ（１一Ｄ、（４．１６）Ｕｏ４Ｄ２Ｎ２西２—４Ｄ２＋１—ｏ／１６．＝一ＮＩ式（４．１６）、（４