变容二极管调频电路课程设计

1方案选择：产生调频信号的电路叫做调频器，对他有4个主要的要求：已调波的瞬时频率与调制信号成比例变化。未调制时的载波频率即已调波的中心频率具有一定的稳定度。最大频偏与调制频率无关。无寄生调幅或寄生调幅尽量小。产生调频的方法主要归纳为两类：1用调制信号直接控制载波的瞬时频率一一直接调频。2先将调制信号积分，然后对载波进行调相，结果得到调频波一一间接调频。变容二极管调频的主要优点是能够获得较大的频移(相对于间接调频而言)，线路简单，并且几乎不需要调制功率，其主要缺点是中心频率的稳定度低。在满足设计的各项参数的基础上尽量简化电路。因此本次课程设计采用2CC1C变容二极管进行直接调频电路设计。2调频电路设计原理分析FM调制原理：FM调制是靠信号使频率发生变化，振幅可保持一定，所以噪声成分易消除。设载波Vc=Vcmcoswt，调制波Vs-Vsmcoswt。w=w+Awcoswt或f=f+Afcos2兀ft，此时的频率偏移量△f为最大频率偏移。最后得到的被调制波匕=Vmsin9m,Vm随Vs的变化而变化。0=Itwdt-wt+(Aw/w)sinwtm m c s s

LU。0m=Vsin[wt+(Aw/w)sinwt]=Vsin(wt+msinwt)m=樱=¥为调制系数w， f变容二极管直接频率调制的原理:变容二极管是利用半导体PN结的结电容随反向电压变化这一特性制成的一种半导体二极管，它是一种电压控制可变电抗元件，它的结电容CJ与反向电压VR存在如下关系：C=-C^］（1+｝）丫D式中，VD为PN结的势垒电压（内建电势差），C.o为VR为0时的结电容，Y为系数，它的值随半导体的掺杂浓度和PN结的结构不同而异：对于缓变结，Y=1/3；突变结：Y=1/2；对于超突变结，Y=1〜4,最大可达6以上。图2」变容二极管的C.-v特性曲线变容二极管的C.-v特性曲线如图2.1所示。.加到变容二极管上的反向电压包括直流偏压Vo和调制信号电压Vq（t）=VQcosQt,即七(t)=匕+匕cosQt。结电容在vR(t)的控制下随时间的变化而变化。把受到调制信号控制的变容二级管接入载波振荡器的振荡回路，则振荡回路的频率已收到调制信号的控制。适当选择调频二极管的特性和工作状态，这样就实现了调频。设电路工作在线性调制状态，在静态工作点Q处，曲线的斜率为kC=ACAV2.3三极管的参数型高频小功率三极管3DG100(3DG6)#Sfc号号型型原新3DG6测试条件3DG1003DG1003DG1003DG100DPCM(mW)100100100100ICM(mA)20202020BVCBO(7)330340330340IC=IOOllABVCEO(V)上表为虾N型高频小功率三根管3DG100(3DG6)参数3单元电路设计分析3.1LC振荡电路本电路采用常见的电容三点式震荡电路实现LC振荡，如图3.1，简便易行，变容二极管电容作为组成LC振荡电路的一部分，电容值会随加在其两端的电压的变化而变化，从而达到了变频的目的。Rc，Re，Rb1，RB2设置LC震荡电路的静态工作点，L「C1构成LC震荡电路，Cc，Dc接入LC振荡电路改变振荡频率构成调频电路。R「R2、R3提供变容二极管工作所需的直流偏置。信号VQ^C5接入，电感L2是一低通线圈，可以过滤掉信号的高频部分。图3.2为调频电路的交流等效电路。变容二极管的接入方式为部分接入，如果去掉与之串联的CC则为全部接入。Rb*LC振荡器图3.1RRb*LC振荡器图3.1RB2Vq 调频电路调频信号产生电路图3.2 三点式振荡电路3.2调制灵敏度单位调制电压所引起的最大频偏称为调制灵敏度，以Sf表示，单位为kHz/V，即S=f

fV

firnVQm为调制信号的幅度；^fm为变容管的结电容变化^C时引起的最大频偏。・「回路总电容的变化量为 J△q=p2AC在频偏较小时，^fm与^C£的关系可采用下面近似公式，即TOC\o"1-5"\h\zAf 1AC mQ——.S-

fo 2Cqs・.・plAff,AC.f^Afto、ofAC… 调制灵敏度Sf=元—-式中，△"为回路总电容的变化QS Qrn cc量；CQ.为静态时谐振回路的总电容， 即CQS=C1+C\CcQ・.・CUSflAft调制灵敏度Sf可以由变容二极管Cj-v特性曲线上VQ处的斜率kc计算。Sf越大，说明调制信号的控制作用越强，产生的频偏越大。改变cC的值可以使变容二极管的工作点调节到最佳状态。3.3增加稳定度的措施：1、 震荡回路参数LC显然LC如有变化，必然引起震荡频率的变化，影响LC飞变化的因素有：元件的机械变形，周围温度变化的影响，适度，气压的变化，因此为了维持LC的数值不变，首先就应选取标准性高的，不易发生机械变形的元件；其次，应尽量维持振荡器的环境温度的恒定，因为当温度变化时，不仅会使LC的数值发生变化，而且会引起电子器件的参数变化，因此高稳定度的振荡器可以封闭在恒温箱（杜瓦瓶）内，LC采用温度系数低的材料制成。2、 温度补偿法使L与C的变化量与AL与AC的变化量相互抵消以维持恒定的震荡频率，其原理如下：若回路的损耗电阻r很小，即Q值很高，则振荡频率可以近似的用回路的固有频率f0来表示。f牝f0=2兀1LC由于外界因素的影响，使LC产生微小的变量AL、AC，因而引起振荡频率的变化为颂=%里号c-2f若选用合适的负温度系数的电容器 （电感线圈的温度系数恒为正值），使得^C/C与AL/L互相抵消，则△£可减为零。这就是温度补偿法。3、 回路电阻r的大小是由振荡器的负载决定的，负载重时，r大，负载轻时r小，当负载变化时，振荡频率也随之变化。为了减小r的影响尽量使负载小且稳定，r越小，回路的Q值越高，频率的稳定度也越高，4、 加缓冲级为了减弱后级电路对主振器的影响，可在主振器后面加入缓冲级。所谓缓冲级，就是实际上是一级不需要推动功率的放大器（工作于甲类）。5、 有源器件的参数晶体管为有源器件时，若他的工作状态（电源电压或周围温度等）有所改变，则晶体管的h参数会发生变化，即引起振荡频率的改变。为了维持晶体管的参数不变，应该采用稳压电源，和恒温措施。6、 采用高稳定度LC振荡电路例如采用克拉泼电路如图3.2所示：C]>>C3，C2>>C3，Cb为基极耦合电容，C3为可变电容，他的作用是把L与C1，C2分隔开，使反馈系数仅取决于C1，C2的比值，振荡频率基本上由L和C3决定。这样，C3就减弱了晶体管与振荡电路之间的耦合，使折算到回路内的有源器件的参数减小，提高了频率的稳定度，另一方面，不稳定电容（如分布电容）则与C1，C2并联，基本上不影响震荡频率。C3越小，则频率的稳定度越好，但起振也就越困难。因此C3也不能无限制的减小。3.4高频功率放大器设计晶体管T1与高频变压器Tr1组成宽带功率放大器，晶体管T2与选频网络L2、C2组成丙类谐振功率放器。晶体管T1与RB1、RB2、RE1、RF组成的宽带功率放大器工作在甲类状态。其特点是：晶体管工作在线性放大区。其静态工作点的计算方法与低频电路相同。宽带功率放大器集电极的输出功率PC为：PC=PH/nT

式中，PH为输出负载上的实际功率；门T为变压器的传输效率，一般门T=0.75〜0.85。+■yi '+■yi '1+h1_3V[o■ 1■ 宽带功率放大器 ■■ 丙类功率放大器 ■图3.3高频功率放大器的设计集电极的输出功率PC的表达式为式中，R'H式中，R'H为集电极等效负载电阻;Vcm为集电极交流电压的振幅，其表达式为VCm=VCC-1CQ^El-VCES与电压放大器不同的是，功放应有一定的功率增益，对于图3.3所示电路，宽带功放要为下一级丙类功放提供一定的激励功率，必须将前级输入的信号进行功率放大，功率增益为Ap=Pc/Pi式中P.为功放的输入功率，它与功放的输入电压V.m及输入电阻R.的关系为| m 1V=侦2RPim 11集电极基波电压的振幅VC1m=1ClmRP式中，IC1M为集电极基波电流的振幅:RP为集电极负载阻抗。丙类功放的基极偏置电压¥be是利用发射极电流的直流分量IE0(IE0-IC0)在射极电阻rE2上产生的压降来提供的，故称为自给偏压电路。当放大器的输入信号讶为正弦波时，集电极的输出电流zC为余弦脉冲波。利用谐振回路L2C2的选频作用可输出基波谐振电压电、电流zC1。图3.4 宽带功放的负载特性为获得最大不失真输出功率，静态工作点Q应选在交流负载线AB的中点。集电极输出功率1 1 1V2P=_VI=_12R=_・-^1m

C2C1mC1m2C1mp2RP直流电源VCC供给的直流功率PD=VCC1CO式中，ICO为集电极电流脉冲iC的直流分量。电流脉冲iC经傅立叶级数分解，可得峰值Icm与分解系数an(6)的关系式I=I/a(0)]ICm=I「ma0(0)j分解系数an(&)与。的关系如图3.5所示。

9图3.5 分解系数a〃(。)与0的关系a2(0)的值，在。=60o时最大，即二次谐波的电流脉冲Icm2为最大值，而且效率n也比较高。图3.6 功放管输入电压VBE与集电极电流脉冲iC的波形关系。由图可得：当输入电压VBE大于导通电压*时，晶体管导通，并工作在放大状态，则基极电流脉冲IBm与集电极电流脉ICm成线性关系，即满足(1)功放的功率增益A=土或A=10lg^dBpP或PPi i如图3.3所示，丙类功放的输出回路采用变压器耦合方式。其作用一是实现阻抗匹配，将集电极的输出功率送至负载；二是与谐振回路配合，滤除谐波分量。集电极谐振回路为部分接入，谐振频率_1 , 1®= 或f= o3或o2nLC(2)负载特性图3.7丙类放大电路的负载特性当功放处于临界工作状态A点时，管子的集电极电压正好等于管子的饱和压降VCES，集电极电流脉冲接近最大值/Cm。此时集电极输出的功率PC和效率n都较高，对应的等效负载电阻R=(匕广匕es)2q 2PC判断功放是否为临界工作状态的条件是：Vcc一Vcm=Vces

4各单元电路元器件参数设置：4各单元电路元器件参数设置：=iLC震荡电路直流参数设置：ICQ一般为（1〜4）mA。ICQ偏大，振荡幅度增加，但波形失真加重，频率稳定性变差。取ICQ=2mA。取Vceq=1/2VCC=6V。可以求出Rc+Re=3KQ，取Rc=2KQ，Re=1KQ；P=60，IBQ=PXIbq，为使减小Ibq对偏执电阻的电位偏执效果的影响，取Rb1和RB2上流过的电流IB>>IBQ，取Rb1=28KQ，Rb2=8.2KQ。调频电路的直流参数设置根据2CC1C数据手册提供的变容二极管的Ct特性曲线（如图1），J取变容二极管的正常工作的反向偏置电压为4V，R1与R2为变容二极管提供静态时的反向直流偏置电压％，电阻r3称为隔离电阻，常取R3>>R2，R3>>R1，以减小调制信号Vq对％的影响。已知Vq=4V，若取R2=10kQ，隔离电阻R3=150kQ。则R1=20KQ交流电路参数设置：由LC震荡频率的计算公式可求出f-——，若取C=100pF，o2nLC 1则L1^10^HOC1<<C2，CC1<<C2，C1<<C3所决定，若则取C3=3000pF，取耦合电电容C2、C3由反馈系数F及电路条件取C2=510pF，由F=C2/C3=1/8~1/2，容Cb=0.01|iF。已测量出其Cj-v已测量出其Cj-v曲线如图1所示。取变容管静态反向偏压Vq=-4V，由特性曲线可得变容管的静态电容CQ=75pFo2CC1C属于突变结，Y=0.5，图4为变容二极管部分接入振荡回路的等效电路，接入系数p及回路总电容C.分别为p）， C=S工C+C £ 1C+C为减小振荡回路高频电压对变容管的影响，p应取小，但p过小又会使频

当VQ=—4V时，偏达不到指标要求。可以先取p=0.2,然后在实验中调试。对应CQ=75pF当VQ=—4V时，偏达不到指标要求。可以先取p=0.2,然后在实验中调试。对应CQ=75pF，则C顼18.8pf。取标称值20pF。图4.1交流等效电路图为达到最大频偏^fm的要求，调制信号的幅度Vqm,可由w=--f蚂m2oCQz由Cj-v曲线得变容管2CC1C在VQ=-4V处的斜率kC=AC./AV=12.5PF/V,得调制信号的幅度VQm=ACj/kc=0.92V。调制灵敏度Sf为Sf=Afj、=10.9KHz/V频率稳定度：△f0/f0<5X10-4/小时。p=4C+C一—1 1Y=1/2时，A=—y(V-1)m2=-—m2。4 16.•.△f0/f0=KA0W5X10-4/小时卜列关系式求出。m=—^a—V卜列关系式求出。m=—^a—VD+V5元器件清单DesignatorCommentFootprintDescriptionC5CapPol1RB7.6-15PolarizedCapacitor(Radial)C,C1,C2,C3,C4,C6,C10,C11,C12,C13,Cb,Cb3,Cc,Ce3,Ce4CapRAD-0.3CapacitorDc2CC1CSOT23AVariableCapacitanceDiodeLInductor0402-AInductorL1,L2,L3InductorIronAXIAL-0.9Magnetic-CoreInductorQ1,Q2,Q3,Q43DG100TO-92ANPNGeneralPurposeAmplifierR1,R2,R3,Rb1,Rb2,Rb3,Rb4,Rb5,Rb6,Rc,Re,Re4,Re21,Re31,Re32,RLRes2AXIAL-0.4ResistorRe22ResAdj2AXIAL-0.6VariableResistorT1TransTRANSTransformerT2TransCTIdealTRF_5Center-TappedTransformer(Ideal)设计体会通过本周的课程设计，我认识到