第四章及其放大电路演示文稿

第四章及其放大电路演示文稿LBM1本文档共121页；当前第1页；编辑于星期二\21点12分LBM2优选第四章及其放大电路本文档共121页；当前第2页；编辑于星期二\21点12分四、FET的小信号模型4.掌握低频小信号模型。五、FET的CS和CD组态放大器熟练掌握放大器电路的指标计算及特点。1.理解gm的含义及计算式；2.理解rds含义；3.完整小信号模型；本文档共121页；当前第3页；编辑于星期二\21点12分重点、难点知识点1、基本结构及其导电机理2、伏安特性及其两种表达方式3、基本放大电路的静态与动态参数4、基本放大电路技术指标定义与分析本文档共121页；当前第4页；编辑于星期二\21点12分4.1结型场效应管

4.1.1.结型场效应管的结构（以N沟为例）：两个PN结夹着一个N型沟道。三个电极：

G：栅极

D：漏极

S：源极符号：第4章

MOSFET放大电路P区浓度高本文档共121页；当前第5页；编辑于星期二\21点12分4.1.2

结型场效应管的工作原理

（1）栅源电压对沟道的控制作用

在栅源间加负电压VGS

，令VDS=0

①当VGS=0时，为平衡PN结，导电沟道最宽。②当│VGS│↑时，PN结反偏，形成耗尽层，导电沟道变窄，沟道电阻增大。③当│VGS│到一定值时，沟道会完全合拢。定义：夹断电压Vp——使导电沟道完全合拢（消失）所需要的栅源电压VGS。

本文档共121页；当前第6页；编辑于星期二\21点12分（2）漏源电压对沟道的控制作用

在漏源间加电压VDS

，令VGS=0

由于VGS=0，所以导电沟道最宽。

①当VDS=0时，ID=0。②VDS↑→ID↑

→靠近漏极处的耗尽层加宽，沟道变窄，呈楔形分布。③当VDS↑，使VGD=VGS-

VDS=VP时，在靠漏极处夹断——预夹断。预夹断前，VDS↑→ID↑。预夹断后，VDS↑→ID几乎不变。④VDS再↑，预夹断点下移。

（3）栅源电压VGS和漏源电压VDS共同作用可用输入输出两组特性曲线来描绘。

ID=f（VGS、VDS）本文档共121页；当前第7页；编辑于星期二\21点12分（1）输出特性曲线：iD=f（VDS）│VGS=常数

结型场效应三极管的特性曲线

四个区：①可变电阻区：预夹断前。②电流饱和区（恒流区）：预夹断后。特点：△ID

/△VGS≈常数=gm

即：△ID

=gm△VGS（放大原理）③击穿区。④夹断区（截止区）。VGS<VP

本文档共121页；当前第8页；编辑于星期二\21点12分(a)漏极输出特性曲线(b)转移特性曲（2）转移特性曲线：ID=f（VGS）│VDS=常数(当时)本文档共121页；当前第9页；编辑于星期二\21点12分本文档共121页；当前第10页；编辑于星期二\21点12分4.2MOS型场效应管4.2.1N沟道增强型MOS管

1、结构与符号P沟道增强型N沟道增强型本文档共121页；当前第11页；编辑于星期二\21点12分2、工作原理（1）、vGS对iD及沟道的控制作用

增强型MOS管的漏极d和源极s之间有两个背靠背的PN结。当vGS=0时，不论vDS的极性如何，总有一个PN结处于反偏状态，这时漏极电流iD≈0。本文档共121页；当前第12页；编辑于星期二\21点12分vGS＞0

当vGS数值较小，吸引电子的能力不强时，漏源极之间生成耗尽区（带负电的受主离子），仍无自由电子，无导电沟道出现。vGS再增加时，吸引到P衬底表面层的电子就增多，当vGS达到某一数值时，这些电子在栅极附近的P衬底表面便形成一个N型自由电子薄层，将自由电子层称为N型沟道，因导电类型与P衬底相反，故又称为反型层。

把开始形成沟道时的栅源极电压称为门限电压，用VTN表示。本文档共121页；当前第13页；编辑于星期二\21点12分（2）vDS对iD的影响

当vGS>VTN且为一确定值时，正向电压VDS对导电沟道及电流iD的影响与结型场效应管相似（进入夹断才能恒流）。当vDS较小（vDS<vGS-VTN）时iD随vDS近似呈线性变化，沟道没有夹断，FET没有进入压控恒流状态。本文档共121页；当前第14页；编辑于星期二\21点12分当vDS增加到vDS=VTN时沟道在漏极一端出现预夹断继续增大vDS，vGD<VTN

，夹断点将向源极方向移动iD不随vDS增大而增加，ID仅由vGS决定。(或vDS=vGS-VTN)时本文档共121页；当前第15页；编辑于星期二\21点12分（3）N沟道增强型MOS管的特性方程特性曲线和电流方程本文档共121页；当前第16页；编辑于星期二\21点12分本文档共121页；当前第17页；编辑于星期二\21点12分4.2.2N沟道增强型MOSFET管伏安关系式电阻区：

放大区：

为N沟道元件的传导参数，单位是A/V2。令则是氧化物单位面积的电容，可表示为是氧化物的厚度，

是氧化物的介电常数，对硅而言，

是反型层中电子的迁移率。(vGS＞VTN)IDO是vGS=2VTN时的漏极电流iD。本文档共121页；当前第18页；编辑于星期二\21点12分[例4.1]目的：计算N沟道增强型MOSFET的电流已知VTN＝0.75V，W＝4μm，L=4μm，μn=650cm2/(V.s)，tox=450Å，εox=3.5×10-13F/cm。VGS=2VTN，场效应管处于放大状态。试计算电流iD。

解：＝0.249mA/v2

当

时

注：可以通过增大电导参数Kn来增大晶体管的电流容量。当制造工艺一定时，可通过调节场效应管的沟道宽度W来改变Kn

。本文档共121页；当前第19页；编辑于星期二\21点12分4.3直流和交流参数和小信号等效模型本文档共121页；当前第20页；编辑于星期二\21点12分本文档共121页；当前第21页；编辑于星期二\21点12分本文档共121页；当前第22页；编辑于星期二\21点12分本文档共121页；当前第23页；编辑于星期二\21点12分本文档共121页；当前第24页；编辑于星期二\21点12分本文档共121页；当前第25页；编辑于星期二\21点12分本文档共121页；当前第26页；编辑于星期二\21点12分本文档共121页；当前第27页；编辑于星期二\21点12分本文档共121页；当前第28页；编辑于星期二\21点12分本文档共121页；当前第29页；编辑于星期二\21点12分本文档共121页；当前第30页；编辑于星期二\21点12分本文档共121页；当前第31页；编辑于星期二\21点12分例4-1FET、BJT的组态及其电路结构和分析方法类似。但是，对稳态工作点电流ID的求解方式不同（仅能用转移特性方程式和栅源间电压方程式联立求解方程的方法求解ID。）已知：本文档共121页；当前第32页；编辑于星期二\21点12分4.3MOSFET的偏置电路

分离MOSFET放大电路的直流偏置集成MOSFET放大电路的直流偏置本文档共121页；当前第33页；编辑于星期二\21点12分4.3.1分离MOSFET电路的直流偏置直流通路无自给偏压式CS放大电路本文档共121页；当前第34页；编辑于星期二\21点12分

放大区：

电阻区：

∵MOSFET的栅极直流电流IGS=0本文档共121页；当前第35页；编辑于星期二\21点12分[例4.2]目的：计算N沟道增强型MOSFET共源极电路的漏极电流和漏源电压。

电路如4.8所示。设R1=30kΩ，R2=20kΩ，RD=20kΩ，VDD=5V，VTN=1V，Kn=0.1mA/V2。求ID和VDS。，本文档共121页；当前第36页；编辑于星期二\21点12分解：=假设场效应管处于放大状态，则：因为所以假设成立，即场效应管确实处于放大状态，上述分析是正确的。说明：如果不满足漏极电流的计算要采用公式：，则场效应管处于电阻区，本文档共121页；当前第37页；编辑于星期二\21点12分[例4.3]目的：计算N沟道增强型MOSFET的栅源电压、漏源电流和漏源电压。电路如图4.9所示。场效应管的参数为VTN=1V，Kn=0.5mA/V2。求VGS、ID和VDS。

RS的作用－稳定静态工作点本文档共121页；当前第38页；编辑于星期二\21点12分假设场效应管处于放大区，则：

即假设成立，场效应管处于放大区。另两种假设（电阻区或截止区）导致无解。解：由上两式可得：VGS=2.65V或VGS=-2.65V(舍去）

ID=1.35mA本文档共121页；当前第39页；编辑于星期二\21点12分[分析指南]MOSFET电路的直流分析求VGS，VGS>VTN?假设工作在放大区ID=Kn(VGS-VTN)2假设工作在电阻区ID=Kn[2(VGS-VTN)VDS-VDS2]工作在截止区VDS>VDS(sat)=VGS-VTN?成功失败VDS>VDS(sat)=VGS-VTN?成功失败是否是是否否本文档共121页；当前第40页；编辑于星期二\21点12分

直流电路如图4.10所示。设MOSFET的参数为VTN=2V，Kn=0.16mA/V2。试确定R1和R2使流过它们的电流为0.1ID。要求ID=0.5mA，采用标准电阻。[例4.4]目的：设计MOSFET电路的直流偏置，满足漏极电流的特定要求。本文档共121页；当前第41页；编辑于星期二\21点12分解：假设场效应管工作于放大区，则有

取

R1=100kΩ，R2=100kΩ。本文档共121页；当前第42页；编辑于星期二\21点12分验证场效应管是否处于放大区确实处于放大区，假设正确。本文档共121页；当前第43页；编辑于星期二\21点12分4.3.2集成MOSFET电路的直流偏置[例4.5]目的：设计一个由恒流源提供偏置的MOSFET电路。电路如图4.11(a)所示。场效应管的参数为

设计电路参数使本文档共121页；当前第44页；编辑于星期二\21点12分解：假设场效应管处于放大区，则有确实工作在放大区。验证是否工作在放大区：本文档共121页；当前第45页；编辑于星期二\21点12分

将N沟道增强型MOSFET像图4.12所示那样连接的电路应用较为广泛。图中，永远成立，另外只要保证即可保证场效应管工作在放大区。常称这种连接电路为增强型负载电路（这种称法在下一章作详细解释）。本文档共121页；当前第46页；编辑于星期二\21点12分[例4.6]目的：计算含增强型负载电路的工作点。电路如图4.13所示。已知VTN=0.8V，Kn=0.05mA/V2。解：由于场效应管工作于放大区，所以

由上两式可得解得本文档共121页；当前第47页；编辑于星期二\21点12分4.4MOSFET放大电路的交流电路单级或单管MOSFET放大器的三种基本组态：共源极放大电路共漏极放大电路共栅极放大电路增强型负载本文档共121页；当前第48页；编辑于星期二\21点12分4.3.1MOSFET放大电路的线性化分析原理

本文档共121页；当前第49页；编辑于星期二\21点12分图4.17共源极电路

图4.18输入输出电压信号波形

本文档共121页；当前第50页；编辑于星期二\21点12分1．跨导

gm设MOSFET工作于放大区4.3.2MOSFET放大电路线性化模型的交流参数若则本文档共121页；当前第51页；编辑于星期二\21点12分令则即gm是场效应管的跨导。跨导也可以通过求微分得到:注：跨导gm与静态工作点有关。本文档共121页；当前第52页；编辑于星期二\21点12分2.交流输出电阻rDSMOSFET工作于放大区时，漏极电流iD与漏源电压vDS无关?

实际MOSFET的iD-vDS特性曲线在放大区的斜率不为零。当vDS>vds(sat)时，出现沟道长度调制。类似于BJT的基区宽调效应。

对N沟道增强型MOSFET，这种倾斜现象可以用下式校正：如何确定λ－沟道长度调制参数？本文档共121页；当前第53页；编辑于星期二\21点12分

所有曲线的反向延长线都与电压轴相交于vDS=-VA处，电压VA为正，它与双极型晶体管的Early电压相似。令iD=0可得λ＝1/VA。本文档共121页；当前第54页；编辑于星期二\21点12分4.3.3MOSFET放大电路的交流小信号线性模型本文档共121页；当前第55页；编辑于星期二\21点12分[例4.9]目的：确定MOSFET的小信号电压增益。电路如图4.17所示。设VGSQ=2.12V，VDD=5V，RD=2.5kΩ。场效应管参数为VTN=1V，Kn=0.80mA/V，λ=0.02V-1。该场效应管工作于放大区。求AV=vo/vi。解题思路：求IDQ求交流参数gm和rDS画交流小信号等效电路求AV、Ri、Ro等本文档共121页；当前第56页；编辑于星期二\21点12分解：=0.8×(2.12-1)=1.0mA

=5-1×2.5=2.5V

因此2.5V=2.12-1=1.12V

场效应管确实工作于放大区。

跨导＝2×0.8×(2.12-1)=1.79mA/V

输出电阻

K

本文档共121页；当前第57页；编辑于星期二\21点12分由图4.21可求得输出电压为

∥由于，所以小信号电压增益为

=∥=-1.79×(50∥2.5)=-4.26

本文档共121页；当前第58页；编辑于星期二\21点12分说明：由于MOSFET的跨导较小，因此与双极型晶体管放大电路相比，MOSFET放大电路的小信号电压增益也较小。小信号电压增益为负，表明输出电压与输入电压的相位相差180°，即反相。本文档共121页；当前第59页；编辑于星期二\21点12分第四章

MOSFET及其放大电路本文档共121页；当前第60页；编辑于星期二\21点12分4.4MOSFET放大电路的三种基本组态共源极放大电路-CS共漏极放大电路-CD共栅极放大电路-CG本文档共121页；当前第61页；编辑于星期二\21点12分4.4.1共源极放大器-CS1.共源极电路的基本结构本文档共121页；当前第62页；编辑于星期二\21点12分图4.24直流负载线、临界点和静态工作点本文档共121页；当前第63页；编辑于星期二\21点12分小信号等效电路本文档共121页；当前第64页；编辑于星期二\21点12分输出电压

又因此小信号电压增益为输入电阻输出电阻本文档共121页；当前第65页；编辑于星期二\21点12分[例4.10]目的：确定共源极放大器的小信号电压增益和输入、输出电阻。电路如图4.22所示。已知VDD=10V，R1=70.9kΩ，R2=29.1kΩ

，RD=5kΩ

。场效应管参数VTN=1.5V，Kn=0.5mA/V²，λ=0.01V-1。设Rg=4kΩ

。求

Av=vo/vi，Ri和Ro本文档共121页；当前第66页；编辑于星期二\21点12分解：①直流计算②小信号电压增益、输入电阻和输出电阻的计算因为所以场效应管工作在放大区。本文档共121页；当前第67页；编辑于星期二\21点12分说明：该例的结果表明，工作点位于直流负载线的中心（VDSQ=VDD/2=10/2=5V），但不是放大区的中心（VDS=VDS(sat)+(VDD-VDS(sat))/2=1.41+(10-1.41)/2=6.61V）。所以该电路在此情况下不能获得最大不失真电压。本文档共121页；当前第68页；编辑于星期二\21点12分讨论：由于不为零，所以放大器输入信号只占信号源电压的83.7％,这也被称为负载效应。尽管从栅极看入的场效应管输入电阻几乎为无穷大，但偏置电阻仍极大地影响了放大器的输入电阻和负载效应。

本文档共121页；当前第69页；编辑于星期二\21点12分[设计例题4.11]目的：设计MOSFET放大电路的偏置电阻，使工作点位于放大区的中心。电路如图4.25所示。场效应管的参数为VTN=1V，Kn=1mA/V²，λ=0.015V-1。设Ri=R1//R2=100kΩ,设计电路参数使IDQ=2mA，且工作点位于放大区的中心。

本文档共121页；当前第70页；编辑于星期二\21点12分解：负载线和所期望的工作点如图4.26所示。若工作点位于放大区的中心，则临界点处的电流必须为4mA。即4mA（下标t表示临界处的值）又∴由此可得3V或

-1V（舍去）所以将工作点设置在放大区的中心，则

本文档共121页；当前第71页；编辑于星期二\21点12分

由此可知，最大输出电压的峰—峰值为

下面求电阻和的值。

由

本文档共121页；当前第72页；编辑于星期二\21点12分可得2.41V或-0.41V（舍去）又

由此可得

498kΩ,

125kΩ

下面计算放大器的小信号增益.

本文档共121页；当前第73页；编辑于星期二\21点12分k

////说明:本例中没有考虑负载电容。如果考虑负载电容，则工作点应为交流负载线在放大区的中心，才能获得对称的最大不失真电压。本文档共121页；当前第74页；编辑于星期二\21点12分[例4.12]目的：计算含源极电阻的共源极电路的小信号电压增益。电路如图4.26所示。场效应管参数为

VTN=0.8V，Kn=1mA/V²，λ=0。求Av=vo/vi。

2.含源极电阻的共源极放大器本文档共121页；当前第75页；编辑于星期二\21点12分解：由直流分析可得小信号跨导为

小信号输出电阻为本文档共121页；当前第76页；编辑于星期二\21点12分栅—源输入回路的KVL方程为即小信号电压增益为下面计算小信号电压增益：本文档共121页；当前第77页；编辑于星期二\21点12分说明：源极电阻的影响

无源极电阻：通过计算可得VGS=1.75V，gm=1.9mA/V，AV=-gmRD=-13.3。由此可见，源极电阻减小了小信号电压增益（绝对值）。

有源极电阻：工作点更加稳定。有源极电阻时，若Kn=0.8mA/V²，则gm=1.17mA/V，AV=-5.17；若Kn=1.2mA/V²，则gm=1.62mA/V，AV=-6.27

。这表明，当传导参数Kn在±20％内变化时，电压增益的变化为±9.5％。而如果没有源极电阻，可通过相应计算知，参数Kn在±20％变化时，电压增益的变化仍为±20％。由此可见，工作点在有源极电阻时更加稳定。本文档共121页；当前第78页；编辑于星期二\21点12分3.含源极旁路电容的共源极电路源极电阻上并联一个旁路电容：

减小源极电阻降低小信号增益的程度本文档共121页；当前第79页；编辑于星期二\21点12分[例4.13]目的：求电路的小信号电压增益，电路由恒流源提供偏置，源极旁路电容与恒流源并联。电路如图4.28所示。场效应管参数为VTN=0.8V，Kn=1mA/V²，λ=0，求Av=vo/vi。本文档共121页；当前第80页；编辑于星期二\21点12分因为VDS(sat)=VGSQ-VTN=1.51-0.8=0.71VVDSQ>VDS(sat)，由此可见场效应管工作于放大区。解：由于栅极直流电压为零，所以源极的直流电压为VS=-VGSQ，栅—源电压VGSQ由下式求得：

即由此可得或（舍去）本文档共121页；当前第81页；编辑于星期二\21点12分

图4.29图4.28交流小信号等效电路本文档共121页；当前第82页；编辑于星期二\21点12分输出电压由于vgs=vi，因此小信号电压增益为（由例4.12可知，gm=1.4mA/V）

说明：与例4.12的小信号电压增益-5.76相比，增加源极旁路电容后，小信号电压增益升高为-9.8（只考虑绝对值）。本文档共121页；当前第83页；编辑于星期二\21点12分4.4.2源极跟随器-CD图4.30MOSFET共漏极电路本文档共121页；当前第84页；编辑于星期二\21点12分交流性能分析图4.31图4.30交流小信号等效电路本文档共121页；当前第85页；编辑于星期二\21点12分输出电压

由KVL，有

因此

(4.15)1.电压增益又其中本文档共121页；当前第86页；编辑于星期二\21点12分小信号电压增益为即由上式可见，电压增益Av小于1但接近于1，正的增益意味着输出电压与输入电压同相。因为输出信号基本上与输入信号相等，所以称该电路为源极跟随器。这一结果与BJT射极跟随器的情况相似。

本文档共121页；当前第87页；编辑于星期二\21点12分[例4.14]目的：计算源极跟随器的小信号电压增益。电路如图4.30所示。已知VDD=12V，R1=162kΩ，R2=463kΩ

，RS=0.75kΩ

。场效应管参数为VTN=1.5V，Kn=4mA/V²，λ=0.01V。设Rg=4kΩ

。求Av=vo/vi。本文档共121页；当前第88页；编辑于星期二\21点12分解：直流分析结果为7.97mA，2.91V

小信号跨导为2×4×(2.91-1.5)=11.3mA/V

小信号输出电阻为

k放大器输入电阻为=162∥463=120k小信号电压增益为本文档共121页；当前第89页；编辑于星期二\21点12分说明：小信号电压增益为0.860,大于零且小于1。源极跟随器的电压增益表达式与BJT的射极跟随器的增益表达式类似。由于BJT的跨导一般比MOSFET的跨导大得多，所以射极跟随器的电压增益比MOSFET源极跟随器的增益更趋近于1。本文档共121页；当前第90页；编辑于星期二\21点12分[设计例题4.15]目的：设计一个特定的N沟道增强型MOSFET源极跟随器。电路如图4.32所示。场效应管参数为VTN=1V，Kn=1mA/V²，λ=0。电路参数为VDD=5V，Ri=300kΩ

（1）设计电路参数，使IDQ=1.7mA，VDSQ=3V;（2）求小信号电压增益Av=vo/vi。本文档共121页；当前第91页；编辑于星期二\21点12分解：（1）k

代入数据得

1.7=1×(-1)²

由此可得

=2.30V或=-0.3V（舍去）

又

本文档共121页；当前第92页；编辑于星期二\21点12分代入数据得

2.30=5-1.7×1.18

由此可得

348.8k,2144k（2）2×1×(2.30-1)

=2.6mA/V

本文档共121页；当前第93页；编辑于星期二\21点12分参照图4.30(b)，令其中的，去掉，即为图4.31的交流等效电路，这里不再重画。

代入数据得本文档共121页；当前第94页；编辑于星期二\21点12分根据图4.31(b)求交流输入电阻和输出电阻。输入电阻为了计算输出电阻，将图中小信号电压源置零，在电路的输出端施加一个测试电压vx，如图4.33所示。然后求出相应的电流ix，则输出电阻Ro=vx/ix。2.交流输入、输出电阻

图4.33求交流输出电阻的等效电路本文档共121页；当前第95页；编辑于星期二\21点12分在源极输出端列写KCL方程得由于输入回路中无电流，因此所以即

由图4.33可见，vgs是受控电流源gmvgs两端的电压。这意味着受控电流源的等效电阻为1/gm。这一结果说明从源极（忽略rds）看入的等效电阻为1/gm。本文档共121页；当前第96页；编辑于星期二\21点12分[例4.16]目的：计算源极-CS跟随器的输出电阻。电路如图4.30所示，电路参数和场效应管参数与例4.14相同。求输出电阻Ro。

解：由例4.14知，gm=11.3mA/V，RS=0.75kΩ，rds=12.5kΩ

，所以

说明：在源极跟随器输出电阻中，跨导占主要地位。由于输出电阻很小，源极跟随器近似为一个理想的电压源，也就是说，它的输出驱动能力较强。本文档共121页；当前第97页；编辑于星期二\21点12分4.4.3共栅-CG极放大器本文档共121页；当前第98页；编辑于星期二\21点12分图4.35图4.34所示电路的小信号等效电路本文档共121页；当前第99页；编辑于星期二\21点12分设场效应管小信号输出电阻rds为无穷大。输出电压为由输入回路的KVL方程得 其中1.小信号电压增益和电流增益因此小信号电压增益为电压增益为正，说明输出电压与输入电压相位相同。（1）小信号电压增益本文档共121页；当前第100页；编辑于星期二\21点12分（2）小信号电流增益在许多应用场合，共栅极电路的输入信号是电流。图4.36电流信号源的共栅极电路的小信号等效电路本文档共121页；当前第101页；编辑于星期二\21点12分在输入端由KCL可得当及时，电流增益约为1，但总小于1，且输出电流与输入电流同相。与BJT共基极电路的电流增益相似。即小信号电流增益为(4.18)本文档共121页；当前第102页；编辑于星期二\21点12分2.交流输入、输出电阻输入电阻：因为所以与共源放大器和源极跟随器不同，共栅极电路由于场效应管的原因输入电阻很低。然而，如果输入信号是电流，输入电阻低就成为优点。本文档共121页；当前第103页；编辑于星期二\21点12分下面求输出电阻。由图4.36，将电流源置零（开路），可得

，这说明

，因此受控电流源。从负载电阻的输入端方向看的输出电阻为本文档共121页；当前第104页；编辑于星期二\21点12分[例4.17]目的：对共栅极电路，在给定输入电流的情况下，求输出电压。电路如图4.34所示，其交流等效电路如图4.36所示。已知电路参数为IQ=1mA，V+=5V，V-=-5V，RG=100kΩ，RD=4kΩ，RL=10kΩ。场效应管参数为VTN=1V，Kn=1mA/V²，λ=0。输入电流ii=100sin(ωt)µA，Rg=50kΩ。求vo。本文档共121页；当前第105页；编辑于星期二\21点12分解代入数据得1=1×(-1)²

解得=2V或=0（舍去）小信号跨导为2×1×(2-1)=2mA/V

由式(4.18)可得输出电流的表达式为输出电压为即本文档共121页；当前第106页；编辑于星期二\21点12分三种基本放大器组态的总结与比较

表4.1三种MOSFET放大器的特性本文档共121页；当前第107页；编辑于星期二\21点12分

电压增益：共源极|(-gm(RD//rds)|或|-gm(RD//rds)/(1+gmRS))|>>1共栅极gm(RD//rds)/(1+gmRg)>>1源极跟随器gmRS/(1+gmRS)≈1

输入电阻：共源极电路和源极跟随器R1//R2共栅极电路1/gm

输出电阻：源极跟随器1/gm//RS//rds共源极和共栅极电路

RD。本文档共121页；当前第108页；编辑于星期二\21点12分本文档共121页；当前第109页；编辑于星期二\21点12分二、N沟道耗尽型MOS管

N沟道耗尽型MOS管与N沟道增强型MOS管相似，区别仅在于栅源极电压vGS=0时，耗尽型MOS管中的漏源极间已有导电沟道产生。

在SiO2绝缘层中掺入了大量的金属正离子Na+或K+N沟道P沟道本文档共121页；当前第110页；编辑于星期二\21点12分vGS=0时，漏源极间的P型衬底表面也能感应生成N沟道(称为初始沟道)，加上正向电压vDS，就有电流iD。加上正的vGS，沟道加宽，沟道电阻变小，iD增大。vGS为负时，沟道变窄，沟道电阻变大，iD减小。当vGS负向增加到某一数值时，导电沟道消失，iD趋于零，管子截止，故称为耗尽型。沟道消失时的栅源电压称为夹断电压，仍用VP表示。结型场效应管只能在vGS<0的情况下工作。N沟道耗尽型MOS管在vGS=0，vGS>0，VP<vGS<0。本文档共121页；当前第111页；编辑于星期二\21点12分三、场效应管的主要参数(1)开启电压VT（又称门限电压）

VT

是MOS增强型管的参数，栅源电压小于开启电压的绝对值,场效应管不能导通。

（2）夹断电压VP