模拟电子技术

模拟电子技术

作者：卜益民北京邮电大学出版社目录第一章

半导体元器件基础

1.1半导体物理基础知识

1.2PN结及其性能

1.3半导体二极管

1.4双极型晶体管第二章

放大器基础

2.1放大器的工作原理

﹡2.2放大电路的级联

2.3放大器的频率特性

2.4小信号选频放大器第三章场效应管及其放大电路

3.1结型场效应管

3.2绝缘栅场效应管

3.3场效应管的特点及主要参数

3.4场效应管基本放大电路第四章反馈放大电路

4.1反馈的基本概念

4.2反馈放大电路的分析

4.3负反馈对放大器性能的影响

﹡4.4反馈放大器稳定性讨论

目录

第5章模拟集成电路

5.1电流源

5.2差动放大器

5.3集成运算放大器

5.4集成运放的基本应用

﹡5.5集成运放的其他应用

5.6模拟乘法器及其应用

﹡5.7回转器电路第6章

功率放大器

6.1功率放大器的特点及分类

6.2低频功率放大器

6.3集成功放

6.4高频丙类谐振功率放大器

第7章直流稳压电源

7.1直流稳压电源的组成

7.2整流电路

7.3滤波电路

7.4稳压电源﹡7.5集成稳压电源

7.6开关型稳压电源第8章正弦波振荡电路

8.1正弦波振荡电路的基本原理

8.2LC反馈型正弦波振荡电路

8.3石英晶体振荡电路

8.4RC正弦波振荡电路

目录

第9章振幅调制与解调

9.1无线通信概述

9.2振幅调制

9.3振幅检波

9.4混频第10章角度调制与解调

10.1角度调制

10.2角度调制电路

10.3调角波的解调

第11章反馈控制电路

11.1自动振幅控制电路

11.2自动频率控制电路

11.3自动相位控制——锁相

11.4锁相环的应用

11.5锁相频率合成器

第3章场效应管及其放大电路场效应晶体管FET(FieldEffectTransistor)简称场效应管，是利用电压产生的电场效应来控制输出电流的大小的，它和晶体三极管一样具有放大作用。场效应管不仅具有一般晶体三极管体积小、重量轻、寿命长等特点，而且还有输入阻抗高、噪声低、易于制造、便于集成等优势，故被广泛应用于集成电路中。根据其结构的不同，场效应管通常分为结型场效应管(JFET)和绝缘栅场效应管(IGFET)两大类。本章首先介绍了两种场效应管的结构、工作原理及其特性曲线；分析比较场效应管与晶体三极管的特点，阐述了其主要参数；最后介绍了场效应管的两种基本放大电路——共源放大电路及共漏放大电路，我们应掌握其偏置电路、交流等效电路分析法及其性能指标的计算。3.1结型场效应管3.1.1结型场效应管基本结构和类型结型场效应管可分为N沟道和P沟道两种类型。它们的结构示意图及相应的电路符号见图3.1。图3.1(a)是N沟道结型场效管的内部结构及电路符号。它在一块N型半导体材料两侧，通过高浓度扩散制造两个重掺杂的P+型区，形成两个P+N结。把两个P+区接在一起形成一个电极，称为栅极（G）。中间的N型区是载流子的流通路径，称之为导电沟道，在它的两端分别引出两个电极，分别称为源极（S）和漏极（D）。所以这一器件从外部看也有三条电极引线，从内部看也是背靠背的两个PN结。由于它的导电沟道为N型半导体，故取名N沟道结型FET。图3.1(b)是P沟道JFET的结构及电路符号，它与N沟道JFET相类似，只是导电沟道变为P型半导体。图中栅极G的箭头方向表示了GS之间PN结的正偏方向。

3.1.2结型场效应管的基本工作原理场效应管是利用电压产生的电场效应来控制输出电流的大小的，其实质就是通过改变加在栅源之间的反偏电压UGS来改变PN结耗尽层的宽度，从而改变了导电沟道的宽度，也就是改变了导电沟道的电阻，最终实现对输出电流ID的控制。

N沟道JFET在正常工作时，栅源之间所加电压

UGS＜0，即栅源之间的PN结处在反偏状态。若忽略反向电流，则栅极电流为零。这时漏源之间电流ID的大小由沟道呈现的电阻大小决定。而沟道电阻的大小则由沟道的半导体材料的电阻及尺寸决定，由于栅源之间的P+N加的是反偏电压，故P+N结的空间电荷区宽度将随反偏电压增大而增大，而且空间电荷区主要向沟道一侧延伸，这样，改变UGS的大小时就达到了控制沟道宽度的目的，从而实现了对沟道电阻的控制作用。当漏源之间加有UDS＞0的电压时，漏源电流ID就将随UGS的变化而变化，进而达到UGS对ID的控制目的。在图3.2所示的情况下，我们可以看到当UDS＝0时，UGS变化对其导电沟道的影响。它表示了UGS对沟道宽度的控制作用。由图可见，当UGS＝0时，导电沟道最宽，若此时加的漏源电压UDS，则相应的ID最大。|UGS|越大，其导电沟道就越窄，相应的沟道电阻就越大，因而当漏源之间加有电压UDS时，其漏极电流就越小。当|UGS|增加到一个数值为||的电压时，由于P+N结的耗尽区向沟道一侧扩展的结果，使沟道完全消失（即两个P+N结的耗尽区完全合拢），如图3.2(c)所示。这种状态通称为沟道的夹断状态，相应的称为夹断电压。此时JFET的漏源之间即使加有电压UDS，也不会有沟道电流产生，即ID＝0。由此我们可以知道，由于栅源之间加的反偏电压，故从栅极看进去所呈现的阻抗很高；此外，依靠UGS产生的电场效应通过对P+N结耗尽区宽度的控制可以有效地实现对漏极电流的控制作用，且当UGS＜UP时，由于沟道夹断，漏源之间处在断路状态。

2.ＵDS对ID的影响当UGS＝0时，改变UDS对导电沟道产生的影响，如图3.3所示。当N沟道JFET正常工作时，UDS＞0，即漏源之间为正极性电压。在UGS＝UDS＝0时，靠近漏端与源端的沟道宽度一样，即具有均匀的沟道宽度，如图3.2(a)所示。当UGS＝0，UDS＞0时，则靠近漏端的P+N结反偏电压要大于靠近源端P+N结的反偏电压，因此耗尽区向沟道一侧延伸的宽度就不同了，导致靠近漏端的沟道宽度窄而靠近源端的沟道宽度宽。这种延沟道长度方向上沟道宽度的不均匀性是由UDS引起的。其具体解释如下：因为UDS＞0，漏源之间产生了一个较大电流，因为ID的方向是从上到下，所以沿沟道的方向从上至下有一上电压降落。设源极（最下面）电位为参考点，则沟道上各点的电位不同，最下面D点的电位最高，最下面源极处电位最低。PN结的反向偏压数值在最上面靠近漏极D点最大，所以耗尽区最宽，而最下面源极S处为最小，所以耗尽区最窄，因而形成的耗尽区的形状是上宽下窄。随着UDS增加这种沟道宽度不均匀性将越发明显。

一旦当UDS＝－时，则靠近漏端就出现了沟道合拢的情况，如图3.3(b)所示。这种状态通常称为预夹断状态。预夹断与前面的夹断是不一样的，器件在预夹断时，漏源之间有较大的电流流过。而夹断状态时，则ID＝0。当器件到达预夹断状态后，若继续加大UDS，则将会出现耗尽区的合拢点（预夹断点）沿沟道向源极方向移动的现象，如3.3(c)所示。这将导致导电沟道变短，从而使沟道电阻略有减小，但变化不大，这是由于夹断区是高阻区，外加电压UDS的增量主要降落在预夹断区，因而对沟道长度的影响甚小。这种随UDS变化沟道长度随之略有变化的现象称为沟道长度调制效应。可见，在沟道预夹断之后，UDS变化对沟道电流ID的影响是很小的。场效应管的这种工作状态称为恒流区（饱和区或放大区）。作为放大元器件，场效应管就是工作在这一状态。不过应当注意，当UDS过大时，由于P+N结的反偏过大，将产生反向击穿现象，工作时必须避免这种情况发生。3.1.3

结型场效应管的特性曲线及其数学描述

场效应管的特性曲线常用的有转移特性和输出特性两种

1.转移特性当场效应管的漏源之间的电压保持不变时，漏极电流与之间的关系称为转移特性，其表达式如下：转移特性直观地描述了漏源电压一定时栅源电压对漏极电流的控制作用。为了保证JFET工作在恒流特性区，要求。图3.4(a)就求出了某一场效应管在UDS＝10V时的转移特性曲线。图中IDSS称为漏极饱和电流，它是指＝0时，漏极电流的大小。称为夹断电压。当，表示场效应管的沟道全部夹断。IDSS和UPf是场效应管的两个重要参数。用数学方程近似描述此转移特性有：

(3.2)

可见，对该器件而言，之间不是线性关系，而是平方律的关系，因而它也是一种非线性器件。2.输出特性`当场效应管的栅源之间的电压不变时，漏极电流之间的关系称为输出特性，其表达式如下：图3.4(b)给出了一簇以不同为参变量的N沟道JFET的输出特性曲线，在该图中，我们也把这组特性曲线分为4个区域：可变电阻区（线性电阻区或非饱和区）、恒流区（饱和区）、截止区和击穿区。下面主要讨论器件工作在相应区域的条件与特点：

器件工作在可变电阻区的条件是：。

可变电阻区在图中纵轴与曲线UDS＝UGS－之间的区域。当器件工作在该状态时，导电沟道畅通，漏源之间呈线性电阻特性，故又称为线性电阻区。而该电阻的大小又与的大小有关，越大，导电沟道越宽，沟道电阻越小，在相同的值时电流越大。因此通过改变的大小，可以控制漏源之间的沟道电阻的大小，因而又称该区域为压控电阻区。这种工作状态在线性电路中是十分有用的。(2)恒流区

当器件工作在恒流区时，实际上此时器件工作在所谓预夹断状态。从图示的特性曲线可知，场效应管的漏极电流只受控制，它与漏源电压基本无关，呈现恒流特性。这里应当指出：实际的特性在一定时，随增加时略有上升。这是由于器件的沟道长度调制效应引起的。器件工作在恒流区的条件是：，场效应管用作放大器时，工作在这个区域，它相当于BJT输出特性的放大区。

(3)截止区截止区处在图3.4(b)中靠近横轴的区域，其导电沟道完全被夹断，管子不工作。器件工作在截止区的条件是：。在这种状态下，＝0，一般在开头电路中应用。

(4)击穿区击穿区为图3.4(b)中最右侧的部分，表示为升高到一定程度后，反向偏置的PN结被击穿，将急剧增大，若电流过大，管子将被损坏。一般用U(BR)DS来表示它的漏源之间的击穿电压。使用器件时，必须保证UDS＜U(BR)DS，以防止器件进入击穿区。一般U(BR)DS在20～50V之间，且随UGS的增加而增加，这在使用时应予以注意。对于P沟道JFET的原理和特性，它与N沟道JFET的主要差别是在于UGS及UDS所需的电压极性，在P沟道JFET中，UGS＞0，而UDS＜0。器件的原理与特性同学们可以自行分析。3.2绝缘栅场效应管

3.2.1绝缘栅场效应管基本结构和类型绝缘栅场效应管也可有N沟道与P沟道两种类型。N沟道IGFET的基本结构如图3.5所示，它用一块杂质浓度较低的P型薄硅片做衬底，在其顶部形成两个高掺杂的N+区，分别作为器件的源区和漏区，并相应地引出两个电极：源极S和漏极D。在源区与漏区之间的P型衬底平面利用氧化工艺生长一层极薄的二氧化硅绝缘层，在该绝缘层上沉积出金属铝层并引出电极作为栅极G。衬底引出一个欧姆接触电极，称为衬底电极，用符号B表示。这种器件的栅极与衬底表面的绝缘层是SiO2，故把它称为金属–氧化物–半导体场效应管。即MOSFET。根据在栅源电压UGS＝0时，漏源之间是否存在导电沟道的情况，MOSFET又可分为增强型和耗尽型两种类型，分别用EMOSFET和DMOSFET表示。当UGS＝0时，D、S之间无导电沟道存在，就称为增强型器件；当UGS＝0时，D、S之间有导电沟道存在，就称为耗尽型器件。这样，MOSFET共有4类：N沟道增强型MOSFET；N沟道耗尽型MOSFET；P沟道增强型MOSFET和P沟道耗尽型MOSFET。它们的符号分别由图3.6所示。MOSFET的电路符号3.2.2N沟道增强型MOSFET3.2.2

N沟道增强型MOSFET

前面我们已经讨论了N沟道IGFET的基本结构，如图3.5所示，如果在制作MOSFET时，在二氧化硅绝缘层中不掺正离子，则就是N沟道增强型MOSFET，若掺入大量正离子，则为N沟道耗尽型MOSFET，下面我们来讨论N沟道增强型MOSFET的工作原理及相应的特性。

1.N沟道增强型MOSFET的工作原理当器件工作在恒流区也就是在放大状态时，其工作原理与JFET不尽相同。此时N沟道增强型MOSFET的衬底电极B必须接在电路中的最低电位上或与源极相接。而UDS＞0，这样使DS的两个N+区与衬底之间始终处在反偏状态。UGS必须加正极性的电压，以保证形成漏源之间的导电沟道。下面具体讨论。(1)UGS对ID的控制当UGS＝0时，N+源区与漏区之间被P型衬底所隔开，就好像两个背靠背的PN结，故漏源无电流流过，这时，可认为管子处于夹断状态。当UGS＞0时，在栅极与衬底之间形成了由栅极指向衬底的电场。此时栅极与衬底之间极薄的SiO2绝缘层犹如一个平板电容器的介质，在电场的作用下，P型衬底中不少子自由电子被吸引到衬底表面处，而多子空穴被排斥离开衬底表面。随着UGS的增加，栅极垂直于衬底表面的电场也增强，被吸引到衬底表面的自由电子也越多。一旦当UGS增加到某一电压UT时，衬底表面的自由电子数量就大于空穴数量，于是在衬底的表面形成了与P型材料相反的N型区，它把源区和漏区相互连接起来，形成了源漏区之间的导电通路。这一N型层通常称之为反型层，相应的开始形成反型层所需的栅源电压UT称为开启电压，其大小一般在2～10V之间。如果此时继续加大UGS，则相应的反型层厚度就随之加大，导电能力也就越强。说明N沟道增强型MOSFET沟道形成的示意图如图3.7所示。UGS对沟道的控制结果也就达到了对ID控制的目的，其具体情况可由转移特性来表示，即图3.7N沟道增强型MOSFET的沟道形成图

(2)UDS对沟道的影响设UGS＞UT，导电沟道已经形成，则此时UGD＝UGS－UDS

随UDS增加，UGD减小，表示靠近漏端栅极垂直于衬底表面的电场减小。当，则靠近漏端的导电沟道将被夹断，与JFET原理分析中遇到的预夹断状态相类似。当器件进入该状态后，若继续增加UDS，沟道电流就基本上保持恒定了。器件的这种工作状态称为饱和工作状态或恒流工作状态。可见器件进入恒流区工作的条件是UDS≥UGS－UT显然UDS对沟道的影响与JFET的情况是完全类似的。其具体情况可由输出特性来表示。即2.N沟道增强型MOSFET的特性曲线及其数学描述N沟道增强型MOSFET的转移特性曲线与输出特性曲线如图所示。从图中的转移特性可以看出，当时，由于尚未形成导电沟道，因此；当时，导电沟道形成，而且随着的增高，导电沟道变宽，沟道电阻减小，于是也随之增大；当，图3.8(a)所示的转移特性可用以下近似公式表示：式中，N沟道增强型MOSFET的输出特性同样可以分为四个区域：可变电阻区、恒流区、截止区和击穿区。如图(b)所示。3.2.3其它类型的MOSFET

除N沟道增强MOSFET外，还有N沟道耗尽型MOSET和P沟道增强型和耗尽型三种

3.2.4VMOS功率场效应管简介通常提高MOS管功率容量的办法是：采用纵向（垂直）导电沟道和大规模集成电路技术，将许多小功率MOS管的管芯并联起来扩大电路，减小导通电阻，构成功率MOS管。以N沟道MOS管(NMOS)为例，介绍这种具有纵向结构的V型MOS管(VMOSFET)的结构特点。图3.9是其结构剖面图。它以N+型硅材料作衬底（形成漏极D），并在此基础上依次制作出低掺杂的N－外延层、P型区（导电沟道）和高掺杂的N+区（形成源极S）。穿过N+区和P区，刻蚀成一个V

型槽，并在表面生长一层SiO2,再覆盖一层金属作为栅极G。当栅极加正电压时，在氧化膜下的P型层两边表面上形成导电沟道。在漏源之间加正电压(UGS＞0)，则电子从源极通过两个沟道，达到N－外延层，再通过N+衬底流入漏极,可见电子沿导电沟道的运动是纵向的。

由于功率MOS管的漏区面积大，有利于散热，且P层与N－外延层形成一反偏的PN结，它的耗尽层大多位于掺杂更轻的外延层中，因此漏极与源极之间的反向击穿电压较高，有利于制作成大功率器件。目前，有的功率MOS管耐压可达1000V以上，最大连续电流200A。V型MOS管有开关速度高、驱动电流小、过载能力强、易于并联等特点，但MOS管与双极型晶体管相比，其低频损耗大，且易受静电破坏，所以应用时需加保护电路。3.3场效应管的特点及主要参数

3.3.1场效应管与晶体三极管的比较场效应管与双极型晶体管相比较，具有如下一些特点：(1)BJT输入端的PN结为正向偏置，因而它的输入电流较大，相应的输入电阻数小。而JFET输入端的PN结为反向偏置，对IGMOSFET则有绝缘层隔离，故它们的输入电阻很大。通常JFET的输入电阻108，而IGFET的输入电阻可大于1011～1012。(2)FET是靠多子导电的器件，所以也称为单极型器件，而BJT中，自由电子及空穴均参与工作，所以又称为双极型器件。由于多子浓度受温度、光照、辐射等环境变化的影响小，所以FET特别适合于环境条件变化较大的电子设备中。(3)在低压小电流工作时，FET可作为电压控制的可变线性电阻和导通电阻很小的无触点开关。而BJT则无此优异特性。(4)FET是一种自隔离器件，制造工作简单，特别适合于大规模与超大规模集成电路的设计与制造。从当前的发展趋势看，在这些集成度很高的大规模与超大规模集成电路中，MOSFET已日益取代了BJT。

(5)从器件的结构看，FET的漏极与源极是对称的，可以互换使用，设计时也较BJT灵活。特别需要指出的是在保存和使用MOSFET时要倍加留心，因为它的栅极与衬底表面之间的绝缘层很薄，当带电体或人体接触金属栅时，由于会在栅极与衬底上产生感生电荷，而栅极与衬底之间的平板电容器容量又很小，所以常常这些感生电荷积累会在绝缘层上产生很高的电压，极易导致绝缘层的击穿而损坏管子。所以这种器件在保存时应将各电极引线短接，焊接应将电烙铁外壳良好接地，必要时还可在管子的栅源之间接入背靠背的两只稳压管，以限制感生电荷在栅源之间产生的最大电压，避免管子栅源之间因击穿而损坏。3.3.2场效应管的主要参数1.直流参数(1)饱和漏极电流IDSS

当＝0时，漏源之间的电压大于夹断电压时对应的漏极电流值，一般规定时测出的漏极电流为IDSS。(2)夹断电压UP当＝常数时，使耗尽型场效应管(JFET，MOSFET)漏极电流减小到某一微小值(测试时用)时的栅源电压值。(3)开启电压UT当＝常数时，使增强型MOSFET开始导电时的栅源电压值。(4)直流输入电阻RGS当漏极短路时，栅源之间所加直流电压与栅极直流电流之比。JFET的RGS在之间，MOSFET的RGS在之间。

3.4场效应管基本放大电路场效应管的三个电极与晶体三极管的三个电极存在着对应关系：即栅极与基极B、源极S与发射极E及漏极D与集电极C分别对应。同样，由场效应管组成的放大电路也具有共源、共栅、共漏三种组态。其放大倍数的计算，也采用交流小信号等效电路分析方法。

3.4.1

场效应管的偏置电路场效应管放大电路也应由偏置电路建立一个合适的静态工作点。所不同的是，场效应管是电压控制元件，它只需要合适的偏压，而不需要输入电流；另外，不同类型的场效应管对偏置电压的极性有不同要求，在实际电路中，既要满足电压极性要求，又要尽量满足单电源供电，因此场效应管放大电路一般都采用自给偏压的方法。1.直流偏置电路

(1)自偏压电路图3.10(a)是由N沟道结型场效应管构成放大电路的自偏压电路。RG称为栅极电阻，也称为栅极漏电阻，简称栅漏电阻，可用来释放栅极感应电荷，防止栅极被感应电压击穿，同时也为栅偏压提供了直流通路，通常RG取值很大以提高输入电阻。RD、RS分别为漏极电阻和源极电阻，UDD在漏极、源极间加正向偏压。由于耗尽型场效应管在＝0时也有漏极电流，因此源极对地电压为＝；由于栅极不取电流，RG上无电压降，栅极对地电压＝0，所以栅偏压

(3.5)

可见，该电路使＞0，＜0，提供了一个合适的静态工作点，使场效应管能够起正常的放大作用。这种电路的栅偏压是靠场效应管的自由漏电流产生的，故称为自偏压电路。(2)分压式自偏压电路(混合偏置)

上述自偏压电路虽然结构简单，但RS不能过大，否则静态工作点将下降，影响动态工作范围，减小放大倍数，因此的调节范围较小，并且该电路只能提供负的栅偏压，适用于耗尽型场效应管，不能适用于增强型场效应管，因此在自偏压电路上给栅极再加一定的分压，则栅偏压的变化范围就可以增大。如图3.10(b)所示是分压式自偏压电路，它是在自偏压电路基础上接入分压电阻构成的，特点是能稳定静态工作点，且适用于各类场效应管的放大电路。该电路的源极电位仍然由漏极电流确定，；同样栅极无电流，栅极电位为

(3.6)

由分压电阻确定，则栅偏压为

(3.7)由式可见，适当选取RG1、RG2和RG3的值，就可以得到各类场效应管工作时所需要的正、负或零的偏压。2.静态分析场效应管的静态工作点指直流量，它们同样对应于特性曲线上的某一点Q。通常可用图解法和估算法确定。在这里我们介绍估算法。场效应管工作在饱和区时，其漏电流基本无关，且和之间满足转移特性，因此其静态工作点也可由转移特性估算得出。对于耗尽型场效应管的分压式自偏压电路和静态工作点可由式(3.2)和式(3.7)的方程解出求得，则应注意的是该方程组为二元二次，方程有两组根，求解后应检验根是否合理，以确定最后的解。3.4.2场效应管的微变等效电路因为(3.8)所以

(3.9)用交流有效值表示，上式可改写为

(3.10)通常较大，的影响可以忽略，则

(3.11)

根据式(3.10)和(3.11)可画出场效应管低频交流小信号等效电路如图3.12所示。由于栅流所以输入回路等效电路可以不画出。可见，场效应管低频小信号等效电路比晶体管的还简单。

3.4.3场效应管的基本放大电路性能分析场效应管也具有共源、共漏和共栅极三种组态的放大电路，其动态分析与三极管的动态分析方法相同，其步骤也是找出其交流通路，做微变等效替换，然后按电路分析方法计算。

1.共源电路共源放大电路如图3.13(a)所示，图(b)为其交流等效电路。根据R0的定义，可画出求输出电阻R0的等效电路，如图(c)所示。由外加电压法得：

(3.19)

放大器输出电阻为：

(3.20)

通过以上分析可知，源极输出器和射极输出器有相同的特点，即输入电阻很高，输出电阻很低，输出电压与输入电压同相，电压放大倍数小于且接近于1。3.三种组态放大电路的比较除了上述的共源、共漏放大器外，还有一种共栅放大器，在此我们不再进行分析了，这里我们把场效应管三种组态放大电路的性能比较用表3.2来简单描述。

第4章反馈放大电路

反馈的理论及反馈技术在电子电路中占据非常重要的地位。在放大电路中引入负反馈可以起到改善放大器性能的作用，而利用正反馈可以组成不同类别的信号发生器(或称振荡器)。本章首先讨论反馈的基本概念，分析了负反馈对放大器性能的影响，通过对反馈放大器电路分析方法的介绍，从而达到正确辩识反馈电路类型，掌握深负反馈条件下电路的简单分析、估算。本章最后对反馈放大器的稳定性进行了论述。4.1反馈的基本概念反馈概念的引入反馈的概念，就是将放大器的输出量(电流或电压)，通过一定的网络，回送到放大器的输入回路，并同输入信号一起参与对放大器的输入控制作用，从而使放大器的某些性能获得有效改善的过程。

1.负反馈稳定静态工作点如图4.1所示

该电路中放大器的电流ICQ取决于控制电压UBEQ，而UBEQ＝UBQ－UEQ，其中UEQ≈［RB2／(RB1＋RB2)］·UCC，基本上是固定不变的。但UEQ则不同，UEQ＝IEQRE，它携带着晶体管输出电流(ICQ≈IEQ)的变化信息。如果某种因素使IEQ增大，则ＵEQ也增大，导致UBEQ反而减小，从而又使IEQ减小。，其结果是使IEQ稳定。这里RE将输出电流IEQ的变化反馈到输入回路，引进了一种自动调节的机制，这种过程就是“反馈”。这种反馈实质上是从直流角度来分析的，若去掉发射极旁路电容CE，该电路还起到稳定输出交流电流的作用，这将在后面具体讨论。2.负反馈稳定输出电压(射极输出器电路)

图4.2是我们熟悉的共集电极放大电路，即射极跟随器。由前面的讨论可知，其电压放大倍数约等于1，而且输出电压

稳定，这就是引入负反馈的缘故。该电路中，设当放大器的电压受外界因素影响而增大时，射极电阻RE上电压也增大。携带了输出电压变化的信息，而输入电压不变，则净输入减小，导致减小，相应减小，最终表现为增大的程度变小，达到了稳定输出电压的目的。外界因素导致减小的情况分析类似，读者可自行分析。4.1.2反馈放大器的基本框图和一般表达式

1.基本框图我们将反馈放大器抽象为如图4.3所示的方框图。图中虚线表示反馈放大器，其输入信号为，输出信号为。反馈放大器由两部分组成：放大电路和反馈网络。放大电路的传输方向为输入到输出；反馈网络的传输方向为输出到输入（图中箭头方向就是信号的传输方向）。反馈网络将放大电路的输出信号的一部分（或全部）取出，这就是取样的概念。直接或加工处理后，返回到放大电路的输入回路，在输入回路，反馈信号与输入信号叠加（相加或相减），此过程称为“比较”。与叠加后的信号才是真正加到基本放大器输入端的“净输入信号”。人们将与反相相加（也就是相减），使＜的情况定义为“负反馈”；反之，将与同相相加，＞的情况定义为“正反馈”。反馈信号极性不同，对放大器性能影响正好相反。2.反馈放大电路的一般表达式由反馈放大电路的基本框图中的一些基本量我们定义如下：基本放大电路的开环增益（开环放大倍数）定义为输出信号与净输入信号之比，即

(4.1)

反馈系数定义为反馈信号与输出信号之比，即

(4.2)反馈放大电路的放大倍数（闭环增益）定义为的输出信号与输入信号之比，即

(4.3)环路增益（回归比）为

(4.4)这里，等信号可以取电压量或电流量，所以传输系数A、F的量纲不一定是电压比或电流比，也可能是互导或互阻。闭环增益Ａf与开环增益以及反馈系数之间的关系。推导如下，由图4.3可见(4.5)

（负反馈）(4.6)

(4.7)将式（4.6）、（4.7）、代入式（4.5），得

(4.8)所以

(4.9)

式（4.9）称为反馈放大器的基本方程。反馈放大电路的一些主要特性：(1)负反馈使放大器的增益下降了(１＋AF)倍。这是因为负反馈，反馈信号与输入信号相减，使得真正加到基本放大器的净输入信号减小的缘故。(2)令D＝１＋AF，称它为“反馈深度”。它是一个表征反馈强弱的物理量。因

(4.10)

式（4.10）表明，负反馈使净输入信号减小为输入信号的“１/D”倍，那么同样的输入，则反馈放大器的输出信号也下降“D”倍（见式（4.8））。若D>>１，意味着

<<，此时反馈信号为

(4.11)我们把Ｄ>>１，或AF>>１称之为“深负反馈条件”。在深负反馈条件下，反馈信号近似等于输入信号，而真正加到基本放大器的净输入信号将很小。这一结论，将大大简化反馈放大器的分析计算。(3)在深反馈条件下，AF>>１，所以

(4.12)

这是一个重要的关系式。它表明，深反馈条件下，闭环增益主要决定于反馈系数，而与开环增益关系不大。(4)若正反馈，则增益增大了，但以后分析将知道，正反馈使放大器许多性能恶化，所以在线性放大器中的应用极少，但它是振荡电路形成的必要条件。4.2反馈放大电路的分析

4.2.1反馈放大电路的基本类型及判别

1.直流反馈与交流反馈根据反馈信号中包含的交直流成分来分，可分为直流反馈和交流反馈。如果反馈信号中只包含直流成分，为直流反馈；如果反馈信号中只包含交流成分，为交流反馈；既包含直流成分又包含交流成分的，为交直流反馈。引入直流负反馈的目的是要稳定静态工作点，引入交流负反馈目的是要改善放大电路性能（放大倍数除外）。本章主要讨论交流负反馈。2.正反馈与负反馈正负反馈的概念已在前面有所定义，这里再简述一下。根据反馈极性的不同，可将反馈分为正反馈和负反馈。如果引入的反馈信号增强了外加输入信号的作用，从而使电路的放大倍数得到提高，称为正反馈；如引入的反馈信号削弱了外加输入信号的作用，从而使电路的放大倍数降低，称为负反馈。判断正负反馈常用的方法是瞬时极性法：假设输入信号的变化处于某一瞬时极性（用符号“+”、“－”表示），从输入端沿放大电路中信号的传递路径到输出端，逐级推出电路中其它有关各点信号瞬时变化的极性，最后看反馈到输入端信号的极性对原来的信号是增强了还是削弱了，若增强了输入信号的作用为正反馈，否则为负反馈。

3.电压反馈与电流反馈按反馈网络与基本放大器输出端的连接方式不同，有“电压反馈”与“电流反馈”之分。如图4.4(a)所示，反馈网络与基本放大器输出端并联连接，输出端即取样端，输出电压是反馈的取样对象，若令=0，则也为零，我们将这种反馈称为“电压反馈”。但(b)图不同，在(b)图中，取样端与输出端不连在一起，反馈网络串联在输出回路中，取样对象是输出电流，而不是输出电压，即使=0，反馈信号照样存在，我们把这种反馈称为“电流反馈”。在“电压反馈”中，正比于输出电压，在“电流反馈”中，正比于输出电流。

根据前面所述，我们一般用输出短路法判断是电压反馈还是电流反馈，即将输出端短路，看是否还存在反馈信号，如果此时反馈信号不存在了，说明反馈信号取自输出电压，为电压反馈；如果反馈信号仍然存在，说明反馈信号不是取自输出电压，而是取自输出电流，为电流反馈。4.串联反馈与并联反馈按反馈网络与基本放大器输入端的连接方式不同，有“串联反馈”和“并联反馈”之分。如图4.5(a)所示，反馈网络串联在基本放大器的输入回路中，净输入电压等于输入电压与反馈电压之差，即

图4.5(b)电路，反馈网络直接并联在基本放大器的输入端，反馈信号与输入信号在基本放大器输入端以节点方式联接在一起。在这种反馈方式中，用节点电流描述较为方便，即放大器净输入电流为

判断串联反馈还是并联反馈的一般方法：若净输入信号＝输入电压－反馈电压，说明是串联反馈；若净输入信号＝输入电流－反馈电流，说明是并联反馈。也可以用以下方法来判断串并联反馈：若反馈支路与放大电路输入端同点相连，则该反馈为并联反馈，否则该反馈为串联反馈。5.负反馈放大电路的四种组态根据反馈网络与基本放大器输出、输入端连接方式的不同，负反馈电路可分为以下四种组态，即：串联电压负反馈；串联电流负反馈；并联电压负反馈；并联电流负反馈。如图4.6所示。其具体的分析将在后面结合实例阐述。4.2.2反馈放大电路的分析举例1.单级反馈放大器电路(1)串联电压负反馈电路共集电极放大电路虽然在反馈概念的引入时已有讨论，在这里我们再总体分析一下，如图4.7所示，该电路的净输入电压，而与输出电压有关，所以本电路存在反馈。由图可见，反馈网络由RE、RL组成，反馈电压，净输入电压为

反馈系数

反馈网络（RE//RL）串联在输入回路内，所以是串联反馈；反馈电压，若令=0，则也为零，所以是电压反馈；反馈电压与反相叠加，净输入电压所以是负反馈。所以该电路是串联电压负反馈。

(2)串联电流负反馈电路共反射极放大电路也是我们所熟悉的，只不过这里发射极电阻RE没有旁接电容，如图4.8所示。该电路净输入电压，所以也存在着反馈，其反馈网络由RE组成，因为RE串联在输入回路中，所以是串联反馈；反馈电压，为输出电流，而输出为电压，若令=0，反馈电压仍然存在，所以是电流反馈；且有

可见，所以，该电路是一个引进了串联电流负反馈的共射极放大电路。(3)并联电压负反馈电路由图4.9可见，该电路反馈网络由R1和R2组成，其输入信号和输出电压分别通过电阻R1和R2并联连接到放大器的基极，所以是并联反馈，其中反馈电流正比于输出电压（）,所以是电压反馈。且净输入电流为

(4.13)

所以是负反馈。综上所述，该电路是一个并联电压负反馈放大电路。

2.多级反馈放大器电路对于多级放大电路，不仅各级电路存在本级反馈，在级与级之间也可能有越级反馈

(1)串联电压负反馈电路图4.10给出一个二级级联的共射－共射放大电路。可以看出，R4将输出电压反馈到第一级发射极，所以R4和R3组成两级间的大闭环反馈网络。将输出端短路，则电阻R4右端接地，反馈信号消失，所以是电压反馈。反馈支路与放大电路输入端不接在同一点，即反馈网络R3串联在输入回路之中，所以是串联反馈。

至于是正反馈还是负反馈，则可根据瞬时极性法来确定，所谓瞬时极性，都是相对于参考点地或交流地而言的。如图4.10所示，设b1点信号为正极性，则c1点为负极性，c2点为正极性，经R4反馈到e1点而形成的反馈信号Uf也为正极性。这样，净输入信号所以是负反馈。输入信号与反馈信号对地都是正极性并不意味着正反馈。正、负反馈判别的唯一依据是净输入电压（或净输入电流）是增大了还是减小了。根据分析，我们可以得出该电路的越级反馈是串联电压负反馈。(2)并联电流负反馈电路如图4.11所示，R6将第二级射极和第一级基极联在一起，R1、R6和R5构成了两级间的反馈网络。输入信号支路（、R1）与反馈支路（R6）并联连接到放大器的控制端（），也就是反馈支路与放大电路输入端同点相连，所以构成两级间的并联反馈。反馈信号取自于T2射极，而信号则从T2的集电极输出，若将输出端交流短路，反馈信号没有消失，所以是电流反馈。假设输入信号瞬时极性为正，即信号极性b1为正，c1为负，e2为负，故反馈电流的方向是b1流向e2，该电路使净输入电流减小（即），所以是负反馈。综上所述，该电路的越级反馈为并联电流负反馈。

(3)串联电流负反馈电路电路如图4.12所示，该电路中电阻R8将T3射极电压反馈到T1射极，该电路反馈网络由R3、R8和R7组成。信号从T3集电极输出，故该电路是电流反馈。反馈支路与放大电路输入端不接在同一点，所以是串联反馈。假设输入信号瞬时极性为正，即信号极性b1为正，则c1为负，c2为正，e3为正，该电压经R8与R3分压，得反馈电压也为正，所以，净输入电压使，所以是负反馈。可以得到该电路为串联电流负反馈。

(4)并联电压负反馈电路电路如图4.13所示，该电路中电阻R8将输出电压反馈到第一级的基极，该电路反馈网络由R1和R8组成。反馈支路与放大电路输入端同点相连，所以构成三级间的并联反馈。若将输出端交流短路，反馈信号消失，所以是电压反馈。设信号瞬时极性为b1正，则c1为负，c2为正，c3为负，反馈电流的流向为b1流向c3，净输入电流所以是负反馈。可得出该电路的越级反馈为并联电压负反馈。

(5)串联电流正反馈电路电路如图4.14所示，该电路中电阻Rf将T2射极电压反馈到T1源极，该电路反馈网络由RS、Rf、RE组成。信号从T2集电极输出。若将输出端交流短路，反馈信号没有消失，故该电路是电流反馈。反馈支路与放大电路输入端不接在同一点，所以是串联反馈。假设输入信号为正，即信号极性g为正，则d为负，e2也为负，该电压经Rf和Rs分压形成反馈信号，其极性为负，因此，净输入电压变大，即

可见，电路引进了正反馈。同样可以得出：该电路的越级反馈为串联电流正反馈。

4.2.3深负反馈放大电路的计算由前面的分析可知，当负反馈放大电路满足深度负反馈条件(1+AF)>>1时，闭环增益

，因而我们可以把电路的反馈系数F求出来，从而求出Af。例4.1近似估算图4.10的Auf。解由前面分析可知，该电路的越级反馈为串联电压负反馈，当满足深度负反馈条件时，有

∵反馈系数所以由该例可以看出，深负反馈的放大倍数由反馈系数决定，也就是由反馈网络决定，若反馈网络均由线性元器件组成，其稳定性可得到大大提高。对于深负反馈，还有一个要提及的概念，就是“虚短路”和“虚断路”的概念。在深负反馈条件下，有Af≈，而Af=，F=，故有，也就是说净输入信号为零，即=0。那么对于串联负反馈有，即≈0，即虚短路。对于并联负反馈有，即≈0，即虚断路。这个概念将在集成线性运放电路中有所运用。4.3负反馈对放大器性能的影响放大电路引入直流反馈可稳定静态工作点，引入交流后，负反馈虽然使放大电路的放大倍数减少，但却改善了放大电路的许多性能指标。如提高放大电路的稳定性、减小非线性失真、抑制干扰和扩展通频带等，而且还可以根据需要灵活地改变放大电路的输入电阻和输出电阻。1.提高放大倍数的稳定性放大电路引入负反馈的目的之一就是提高放大电路的工作稳定性，工作环境变化（如温度、湿度）、器件更换或老化，电源电压不稳定等诸多因素会导致基本放大器的放大倍数不稳定，引入负反馈后，反馈网络将输出信号的变化信息返回到基本放大器的输入回路，从而使净输入信号自动保持稳定。即当输入信号不变时,若

可见将保持稳定,闭环增益

也将保持稳定。放大电路工作在中频区，有对其求导，则有

(4.14)可见，引入负反馈使放大倍数相对变化减小为原相对变化的1/（1+AF）。说明反馈越深，稳定性越好。2.扩展通频带因为负反馈的作用就是对输出的任何变化都有纠正作用，所以放大电路在低频段或高频段放大倍数的下降，必然会引起反馈量的减小，从而净输入量增大，使输出信号比不加反馈时下降的要小，这相当于扩展了频带。我们可以简单推导如下：式中，=(1+AF)fH为负反馈放大器的高频截止频率，它比无反馈的放大器截止频率提高了(1+AF)倍。这样，引入负反馈后，通频带展宽为过去的(1+AF)倍，上限频率fH提高为原来的(1+AF)倍，下限频率fL降低为原来的1/(1+AF)，但增益带宽积仍不变。3.减小非线性失真当放大器工作在大信号时，不可避免地存在非线性失真。负反馈减小非线性失真的原理可以用图4.16简要说明。若输入信号为单一频率的正弦波，由于放大器内部器件（如晶体管）的非线性失真，如图4.16(a)所示，将输出信号形象地描述为“上大下小”的非正弦波。引入负反馈后(如图4.16(b))，反馈信号正比于输出信号，也应该是“上大下小”，与相减（负反馈）后，使净输入信号变成了“上小下大”，即产生了“预失真”。预失真的净输入信号与器件的非线性的作用正好相反，其结果使输出信号的非线性失真减小了。可以证明，引入负反馈后，放大电路的非线性失真减小为原来的1/(1+AF)。4.抑制内部噪声和干扰

利用负反馈抑制放大器内部噪声及干扰的机理与减小非线性失真是一样的。负反馈使输出噪声下降（1+AF）倍，如果输入信号本身不携带噪声和干扰，且其幅度可以增大，使输出信号分量保持不变，那么放大器的信噪比将提高（1+AF）倍。5.对输入电阻和输出电阻的影响(1)串联负反馈使输入电阻增大，并联负反馈使输入电阻减小设无负反馈时基本放大电路的输入电阻为

。因为引入串联负反馈后，使放大电路的净输入电压减小，则输入电流Ii必然减小，所以带负反馈后的输入电阻Rif=Ui/Ii必然要比Ri大，可以证明Rif=(1+AF)ri，即引入串联负反馈使输入电阻增大为原来的(1+AF)倍。与之相反，引入并联负反馈后，放大电路输入电流Ii要比净输入电流大，则带负反馈后的输入电阻Rif必然要比Ri小，可以证明，Rif=Ri/(1+AF)，即引入并联负反馈使输入电阻减小为原来的1/(1+AF)。(2)电压负反馈使输出电阻减小，电流负反馈使输出电阻增大对负载而言，放大电路相当于一个带内阻的信号源，即可以把放大电路认为是一个电压源与内阻的串联。由电路知识可知，信号源内阻越小，负载变化时输出电压越稳定，而电压负反馈也具有稳定输出电压的相同效果，所以可以认为引入电压负反馈后，电路的输出电阻降低了。可以证明，输出电阻降低为原来的1/(1+AF)。同样也可以把放大电路认为是一个电流源与内阻的并联。信号源内阻越大，负载变化时输出电流越稳定，而电流负反馈也具有稳定输出电流的相同效果，所以可以认为引入电流负反馈后，电路的输出电阻提高了。可以证明，输出电阻提高为原来的(1+AF)倍。以上是负反馈对放大电路的一些基本影响，我们可以根据对放大电路性能改善的不同要求，引入适当形式的反馈，简单总结见表4.1综上所述，负反馈之所以能改善放大器的质量指标，关键是通过的X∑自动调节作用来实现的。负反馈只能改善反馈环节内的性能，而不能改善反馈环节外的性能，负反馈虽然改善了放大器的性能，但是付出的代价是放大倍数的下降。第5章模拟集成电路对数字量进行逻辑处理的称数字集成电路；对模拟量进行信息处理的称模拟集成电路。1967年国际电工委员会（IEC）定义，数字集成电路以外的集成电路统称为模拟集成电路。模拟集成电路通常包括线性电路和非线性电路。模拟集成电路有如下优点：1.采用集成技术，一块硅片上各元件温度偏差小，各元件参数的一致性好，既提高电路技术指标，又提高电路的稳定性。2.集成电路组装时，相对于分立元件焊接点大幅度减少，提高电路可靠性，减少装配整机的工时与成本。3.具有体积小，重量轻，功耗低和环境适应性好等特点。模拟集成电路的缺点是：电感和大容量电容难以集成，集成电路的精度差，元件数值有限，难以集成高值电阻，难以制造优质的PNP管，集成电路的耐压、功耗、电流等受限制。5.1电流源电流源又称恒流源，它是模拟集成电路的基本电路，常用作偏置电路和有源负载。从共射三极管输出特性曲线上看，当基极电流一定时，集电极与发射极间电压在一个较宽的范围内发生变化，而集电极电流变化极小，说明晶体管集电极输出电流具有恒流特性。三极管输出端可等效为受控电流源βib和输出电阻Rce相并联。Rce=ΔUce/Δlc，通常Rce为数十千欧至数百千欧，远大于负载电阻阻值，该三极管对负载近似认为是恒流源，若三极管发射极接有电流负反馈电阻RE，则其等效输出电阻更高，该三极管更接近于恒流源了。5.1.1镜像电流源镜像电流源电路如图5.1所示。它由一只电阻和二只三极管组成。这两只三极管是在一块硅晶片上制作完成，它们由同一个发射极、同一个基极，两个面积相等的集电极构成。它们采用同一制作工艺，因而具有相同的电参数（UBE、β、ICBO等）和相同的电参数的温度系数（ΔUce/ΔT、Δβ/ΔT、ΔICBO/ΔT等）。因而两管的基极电流相等，集电极电流也相等。参考电流为：

(5.1)通常

时，电流源输出电流近似为参考电流

(5.2)根据lR的大小，UBE可在0.60V~0.75V之间取值。改变Ucc或R可改变lR的值，l0的值也随之改变，lR和l0如同是一平面镜两边的物与像，故此电路称为镜像电流源。5.1.2比例电流源比例电流源如图5.2所示。由图可知，两管基极电位相同，可得到：忽略基极电流lb的影响上式变为

(5.3)由发射结正偏伏安特性方程得： 将上式代入式(5.3)可得：

5.5(5.4)5.1.3微电流源微电流源如图5.4所示，微电流源是比例电流源的一个特例，即R1=0，由式(5.4)可得

(5.8)此方程为超越方程，利用初等数学无法将I0并到等号的一侧。若将等式右侧用台劳级数展开，可得到变量为I0的高次方程，解高次方程，又是数学上的一大难题。实用的方法是试值，先估计一个I0的值，代入等号右边计算出一个值，二值不等，根据左右大小，再高估或低估另一值，再计算比较，逐步逼近，直到允许的相对误差即可认定。估值的方法涉及应用数学中的优选法，如瞎子爬法、对折法、0.618(黄金分割)法等等，可以用较少的步骤得到相应近似的结果。

在工程设计上，往往给定lR和I0分别求R和R2即可。例如：当Ucc=12V，lR=1mA，I0=20μA，用式(5.2)和式(5.8)可得：5.1.4MOS电流源由增强型NMOS构成的电流源如图5.5所示，从放大的角度看，T1管属百分百的直流电压并联负反馈的接法。UGS=UDS它工作于饱和区。进入饱和区的转移特性方程为：

(5.9)式中—沟道表面电子迁移率W/L—沟道宽长比COX—栅极单位面积电容

=ΔL/LUDS—沟道长度调制参数设T1、T2两管沟道宽长比不同，其余结构电参数相同，则可求得

(5.10)由于式(5.9)中有项存在，使得场效应管T2的输出电阻R0不大，不能成为真正意义上的恒流源，需改进，如图5.6所示，该图称改进型威尔逊恒流源。由于T1、T2两管具有相同的UGS和UDS，所以式(5.10)可改写为

(5.11)集成电路制造商可根据两管沟通宽长此来解决I0的需求。此外T2的输出电阻是T4的电流串联负反馈电阻，使得T4管输出阻大大提高，更具恒流特性。5.1.5有源负载电流源作为有源负载有两种基本电路，分别是有源负载共射放大器（如图5.7）和有源负载射极输出器（如图5.8）。在这两图中，电流源作为放大管的负载电阻，提供给放大管的静态直流工作电流。通常电流源的动态（交流）输出电阻远大于负载电阻，于是放大管输出的动态（交流）电流几乎全部进入负载，提高了放大器的动态增益。双极型晶体管输出特性曲线如图5.9所示。由于集电结反偏电压UCB的变化使得基区宽度发生变化，此称之为基区宽度调制效应，于是放大区的特性曲线发生倾斜，将这些倾斜线向左延伸，交于UCE轴上的一点，此点电压称欧拉电压，记作UA。通常双极型管的欧拉电压约为100V以上。由晶体管的输出电阻的定义可得：

(5.12)

若Ic=1mA，=100，则rce≈100K，rbe≈3K

若Ic=0.1mA，=100，则rce≈1M，rbe≈26K5.2差动放大器差动放大器又称差分放大器，几乎所有集成运算放大器的输入级都采用这种电路，因为它对抑制零点漂移，提高共模抑制比起到关键的作用。

5.2.1零点漂移在直接耦合放大电路中，通常把输入信号为零时的输出电压（或电流），也即是静态输出工作点的电压（或电流）作为参考电压（或参考电流），称为“零点”。“零点”绝不是专指电位为零的那个端点，不可望文生义。如果直接耦合放大器（或称直流放大器）的电源电压发生波动，或者环境温度发生变化，都会引起“零点”的电压（或电流）值发生变化，而这种变化是缓慢的，人们称之为“零点漂移”晶体管的直流参数、UBE和ICBO均是温度函数。在常温下，随温度的升高，将引起和ICBO的增大和UBE的减小，这都使集电极电流Ic增大，集电极发射极间电压UcE减小，产生零点漂移。在工程中，往往需要放大一些缓慢变化的弱信号，在直接耦合放大器的输出端将出现信号的物理量和零点漂移的物理量的迭加。假若信号物理量远大于漂移物理量，人们可以忽略漂移的影响，认为输出物理量就是信号量。若信号物理量与漂移物理量之比相当或者更小，人们无法区分这两种物理量，这种放大将失去意义。衡量放大器零点漂移的程度，或者说大小，采用温度漂移，简称温漂的技术指标。人们通常规定：温度每升高1℃时，引起放大器的等效输入漂移量称为温漂。例如：某直流放大器在基准环境温度为20℃时，直流放大倍数为100倍，输入信号为零时，输出端电压为4V，若环境温度上升到30℃时，输入信号仍为零，而输出电压为4.05V。输出端漂移电压为0.05V，该电压除以放大倍数，就是折合到输入端漂移电压为0.5mV，再除以温度变化量便是温度漂移，为50μV/℃。克服零点漂移最有效的措施之一，就是采用差动放大器。5.2.2差动放大器的工作原理1.静态分析差动放大器的基本电路如图5.10所示。假设T1和T2管电参数完全一致，电路两边结构、阻值完全对称。当两输入电压Ui1和Ui2都为零，即两输入端同时接地时。图中各物理量估值如下，由于基极电阻RB的阻值和基极电流IB的值通常均很小，不考虑的RB电压降可得即输入信号为零时，输出信号也为零。2.差模信号与共模信号双端输入信号分别是Ui1和Ui2

，现在定义：两输入信号之差为差模输入信号，记作Uid。

Uid=Ui1—

Ui2(5.13)定义：两输入信号之平均值为共模输入信号，记作Uic。Uic=(5.14)例如：Ui1=30mV,Ui2=20mV,则差模信号为Uid=10mV，共模信号为Uic=25mV。我们称该放大器两输入端，加有一对大小相等（均为5mV），极性相反（左端正，右端负）的差模信号，同时两输入端又加有一对大小相等（均为25mV）极性相同（左、右端均为正）的共模信号。3.小信号差模特性分析当两输入端仅有差模信号而没有共模信号时，设左正右负，则T1管射极电流增加的量与T2管射极电流减少的量相等，则IE不变，UE也不变。换句话说，RE中没有交流电流流过，则两管发射极可视为交流接地。该差放交流等放电路如图5.