基于IEEE 802.1la的OFDM同步系统设计与实现-设计应用

精品文档-下载后可编辑基于IEEE802.1la的OFDM同步系统设计与实现-设计应用第四代移动通信中将提供高达100Mb／s甚至更高的数据传输速率，能够满足从语音扩展到数据、图像、视频等大量信息的高质量的多媒体业务。随着无线通信业务的飞速发展，为了在可用频带日趋紧张的情况下提高频带利用率．正交频分复用(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing．OFDM)已成为第四代移动通信系统的技术。其基本思想是：将信道分成若干个正交子信道，将高速数据信号转换成并行的低速子数据流，调制到每个子信道上进行传输。各子信道问保持正交，频谱相互重叠，与单载波调制相比，提高了频谱利用率，但是OFDM系统对定时误差和频率偏移比单载波调制敏感，其同步精度的要求比单载波调制更高，同步偏差会在0FDM系统中引起严重的ISI(InterSymbolInterference，码间干扰)和ICI(InterCarrierInteference，载波间干扰)。另外由于OFDM信号的波形，使得很多为单载波系统设计的同步算法不能被采用。因此，同步系统的研究对于OFDM宽带数据通信系统的实现具有重要的意义。

本义简要介绍了OFDM的系统结构，分析了同步对OFDM系统的影响，在IEEE802.1la协议的基础上设计了一种OFDM的同步系统方案，并重点讨论了帧同步、符号同步和载波同步与跟踪的关键技术，利用FPGA实现了整个方案。

1OFDM系统结构以及同步偏差对系统的性能影响

1．1OFDM的系统结构

1．2同步偏差对系统的性能影响

式中：N为子载波数目(N=64)，ak，m为每个子载波的调制系数，T为OFDM符号的时长4μs(包括循环前缀0.8μs和FFT符号宽度3.2μs)，T0为一个OFDM符号的周期长度3.2μs(不包含循环长度)，f0＝1／T0。

可见，当收发两端不同步时，将会从以下3方面影响系统性能：(1)对接收信号的各个子信道产生相位旋转；

(2)降低接收信号的各个子信道的正交性，增大各子信道的噪声；

(3)降低接收信号的各子信道信号功率。

因此，系统的不同步将对信号的恢复造成很大的影响，所以接收机必须采取有效的同步方式。通常情况下采样时钟偏移可以忽略不计，下面是系统同步部分的方案设计。

2同步方案设计

常用的同步有2种基本方法：一种是非数据辅助(NonDataAided，NDA)同步；另一种同步方式为数据辅助(DataAided，DA)同步。非数据辅助方式的同步时间相对较长，广播方式的通信系统对同步的时间要求不高，可以采用这种方式，而对于突发方式的无线宽带通信，要求快速的同步建立时间。一般采用数据辅助同步方式。考虑系统资源、同步时间以及实现复杂度等几个因素，本系统采用基于长、短码训练序列以及辅助导频的数据辅助同步。

2．1帧同步在一般的通信系统中，帧同步过程往往放在载波同步和码元定时同步之后完成。但对于IEEE802.11a系统而言，其突发通信的性质决定了其帧同步需在载波同步和码元同步之前完成，即在存在载波频偏和码元定时偏移的情况下建立帧同步。常用的帧检测方法有能量检测法，双滑动窗口分组检测法。在进行帧检测时，尚未进行频率同步，收到的复基带信号可能存在较大的频率偏差，因此需要选择一种受频率偏差影响较小的算法。本文选用基于SchimdlCox提出的延时自相关算法，并在此基础上引入了滤波保护计数，减小了误检测的出现概率。

P(d)为接收信号和接收信号延时的互相关值，D＝16，表示短训练序列的周期，R(d)表示了相应接收信号的能量，用于做判决统计的归一化，rd输入的复基带信号的采样值。当M(d)值迅速跳变为值，则表明数据帧信号已经到达。2．2符号同步

的符号同步通常是基于时域或频域的相关运算实现。Warner和Bingham利用了导频信号在频域内的相关特性，Couasnon则利用了循环前缀所包含的冗余信息。考虑突发数据与DVB等广播数据的不同，这里采用短训练序列具有尖锐的自相关峰值的特性，利用接收信号和本地训练序列信号的尖锐相关峰值来实现的符号同步。式中，Sd为本地的短训练序列复信号，rd为接收到的基带复信号。根据M′(d)的值来完成对符号的同步。

2．3载波同步与跟踪OFDM系统对载波频率的偏移非常敏感，较小的载波频率偏移都会引起相邻子载波问的ICI，破坏子载波间的正交性，一般1％载波频率偏移就会对系统产生严重的影响。训练序列中重复相同的两部分经过信道传输后，他们之间会由于载波频率的偏差而产生相位的偏移，通过对相位偏移值的计算，便可以得到频偏的估计，其估计范围与估计精度均与重复训练序列的周期有直接关系。这里分别利用重复的短训练序列完成频率的粗估计，重复的长训练序列完成频率的细估计。D为两个重复符号的相同取样之间的延时，短训练序列中D＝16，长训练序列中D＝64。故由上式可知，短训练序列和长训练序列的频率估计范围分别是625kHz和156.25kHz。用长短训练序列结合的频率估计方法，不仅解决了捕捉范围宽的问题，同时提高了捕捉精度。

频偏估计并非一个完备的过程，时域的频偏估计纠正后，仍然有部分残留频偏误差(4kHz内)，由于OFDM帧的持续时间的增长，残留频偏误差会造成相位的偏移量不断增加，因此随着相位偏差的增大会引起星座图的旋转，以至造成解调失效。

由于802.11a中每个符号在频域上有4个对称的导频(分别在－2l，－7，+7和+21子载波上)．因此可以在FFT后通过将频域中的4个导频提取出来，然后根据4个导频相位偏移的平均值：

对残留频偏产生的相位旋转进行纠正跟踪。

3系统仿真

假如收发双方晶振的频率稳定度为20ppm(IEEE802.11a规定收发载波频率偏移为±20ppm)，载波频率为5GHz。则在恶劣的情况下，接收端的频率误差为40ppm，即5×109×40×10-6＝200kHz。

系统仿真环境：瑞利信道，信噪比为20dB，采用16QAM调制方式，输入人为频偏为300kHz，200个OFDM符号。

通过观察16QAM接收信号的星座图可以明显看出：同步与否对于信号的恢复起了决定性的作用，该同步系统方案可以在低性噪比的情况下正确地恢复出原始信号。

4FPGA实现

整个同步系统的实现是在基带数字域内完成的，我们采用ALTERA公司推出的cycloneⅡFPGA，采用VHD语言在QuartusⅡ5.1开发环境下进行设计。设计中采用QuartusⅡ中的SignalTapⅡ逻辑分析仪对同步的结果进行观察。

行为70MHz的中频A／D采样信号输入；第二行为帧检测的判决信息；第三行为帧同步信号到检测标志，为了防止帧误检测，加入了保护计数，所以帧检测信号相对数据信号的到达有一定的延时；第四行为长码符号位置指示；第五行为提供给FFT的窗口控制信号，高电平段表示数据段(3.2μs)，低电平间隔为循环前缀(0.8μs)；一行为频率偏移的估计控制值(以80MHz为参考的估计值)，用于送入NCO校正本地载波，中间段是短训练序列的粗频偏估计值，随后是由长、短两种训练序列估计频偏的终值。可以看出频率偏移纠正值

与输入认为频偏300kHz基本相符，剩余频偏