第4章 高频谐振功率放大器

第4章高频谐振功率放大器4.1概述4.2高频谐振功率放大器的工作原理4.3高频功率放大器的实际电路4.4丁类高频功率放大器简介4.4宽频带功率放大器教学目的：了解高频功率放大器的基本概念和类型掌握高频谐振功率放大器的特点掌握高频谐振功率放大器的工作原理教学重点：高频功率放大器的基本概念和类型高频谐振功率放大器的特点教学难点：高频谐振功率放大器的工作原理教学方法：讲授、提问课时：12学时教学进程4.1概述顾名思义，高频功率放大器用于放大器高频信号并获得足够大的输出功率，常又称为射频功率放大器(RadioFrequencyPowerAmplifier)。它广泛用于发射机、高频加热装置和微波功率源等电子设备中。1、 使用谐振功率放大器的目的：放大高频大信号使发射机末级获得足够大的发射功率。2、 功率信号放大器使用中需要解决的两个问题：①高效率输出 ②高功率输出联想对比：谐振功率放大器与高频小信号谐振放大器；谐振功率放大器与低频功率放大器；3、谐振功率放大器与小信号谐振放大器的异同之处相同之处：它们放大的信号均为高频信号，而且放大器的负载均为谐振回路。不同之处：激励信号幅度大小不同；放大器工作点不同；4、 高频功率放大器与低频功率放大器的异同之处共同之处渚K要求输出功率大和效率高。不同之处：工作频率与相对频宽不同；放大器的负载不同；放大器的工作状态不同。功率放大器实质上是一个能量转换器，把电源供给的直流能量转化为交流能量，能量转换的能力即为功率放大器的效率。功率放大器的主要技术指标是输出功率与效率5、 工作状态：功率放大器一般分为甲类、乙类、甲乙类、丙类等工作方式，为了进一步提高工作效率还提出了丁类与戊类放大器。表2-1不同工作状态时放大器的特点工作状态半导诵角理想效率负载应用甲类0=180。50%电阻低频乙类1=90。78.5%推挽，回路低频，高频甲乙类90°<Oc<180°50%〈门<78.5%推挽低频丙类Oc<90°门>78.5%选频回路高频丁类开关状态90%〜100%选频回路高频谐振功率放大器通常工作于丙类工作状态，属于非线性电路谐振功率放大器通常用来放大窄带高频信号（信号的通带宽度只有其中心频率的1%或更小），其工作状态通常选为丙类工作状态（OcV90。），为了不失真的放大信号，它的负载必须是谐振回路。非谐振功率放大器可分为低频功率放大器和宽带高频功率放大器。低频功率放大器的负载为无调谐负载，工作在甲类或乙类工作状态;宽带高频功率放大器以宽带传输线为负载。谐振功率放大器的分析方法：图解法，解析法6、 高频放大器的分类根据相对工作频带的宽窄不同，高频功率放大器可分为窄带型和宽带型两大类。窄带型高频功率放大器通常采用谐振网络作负载，又称为谐振功率放大器。为了提高效率，谐振功率放大器一般工作于丙类状态或乙类状态，近年来出现了工作在开关状态的丁类状态的谐振功率放大器。宽带型高频功率放大器采用传输线变压器作负载。传输线变压器的工作频带很宽，可以实现功率合成。7、 谐振功率放大器的特点采用谐振网络作负载。一般工作在丙类或乙类状态。工作频率和相对通频带相差很大。技术指标要求输出功率大、效率高。4.2高频谐振功率放大器的工作原理4.2.1基本电路构成组成：BJT、LC谐振回路、馈电电源特点：1、 NPN高频大功率晶体管，高％;改变UBB可以改变放大器的工作类型；2、 大信号激励：1—2V;3、 发射结在一个周期内只有部分时间导通，iB、^3匀为一系列高频脉冲；4、 谐振回路作负载可以滤除高频脉冲电流％中的谐波分量，同时实现阻抗匹配。图4-1谐振功率放大器原理电路4.2.2工作原理及性能指标一、特性曲线的折线化：所谓折线法是将电子器件的特性曲线理想化，用一组折线代替晶体管静态特性曲线后进行分析和计算的方法。工程上都采用近似估算和实验调整相结合的方法对高频功率放大器进行分析和计算。折线法就是常用的一种分析法。对谐振功率放大器进行分析计算，关键在于求出电流的直流分量Ic0和基频分量Icm1。折线分析法的主要步骤：1、 测出晶体管的转移特性曲线i~牛及输出特性曲线i~u，并将这两组曲线作理想cbe cce折线化处理。2、 作出动态特性曲线。3、 根据激励电压vb的大小在已知理想特性曲线上画出对应电流脉冲ic和输出电压vc的波形。4、 求出ic的各次谐波分量Ic。Ic1、Ic2..…由给定的负载谐振阻抗的大小，即可求得放大器的输出电压、输出功率、直流供给功率、效率等指标。输入特性 输出特性 转移特性二、各极电流、电压波形:uUU.cost图解可见，iB和％的都是余弦脉冲，定义。为半导通角，三极管只在（-。，。）内导通，当0=90o时，功率放大器工作于乙类状态。当。＜90。时，功率放大器工作于丙类状

态。U-U=UcosOncos。="d—Ubb,U、U和U决定0,DBBim U imBBDim且U越小或UBB越负0越小当iC流过LC谐振回路时，在回路两端产生电压uC。由于谐振回路的选频特性，uC中只有基波分量幅度最大，其它频率的信号电压幅度较小可以忽略。设Re——并联回路谐振时的等效负载电阻，包括BJT的输出电导和等效的Rl。u=Ucos①t=Icos①t-R集电液输出电压为? Su=UCC—u=UC—U1cos①t如果振荡回路的①0=ns则在回路两端可得到频率为n①的电压:U0=Umcosn①t;相当于实现了对输入信号的n倍频。根据傅立叶级数的理论，*可分解为：i=I+I,cos①t+I、cos2①t+I°cos3①t+…TOC\o"1-5"\h\zccocm1 cm2 cm3式中：Ico为直流电流分量i为基波分量；i=ICOS3tC1 C1cm1 ci为二次谐波分量；i=ICOS23tC2 C2cm2 ci为n次谐波分量；i=ICOSnwtCn Cncmn c其中，它们的大小分别为：{Ico=iC,a0(0)Icm1=iCmax^。1 'Icmn=iCmax^。n'iCmax是ic波形的脉冲幅度。a：(0)的大小可根据余弦脉冲分解系数表查。其中：n以（以（0）=0sin0-0cos0

兀（1一cos0）0一cos0sin0a（0）= 1兀（1一cos0）（0） 2sinn0cos0-ncosn0sin0n丸 n（n2一1）（1一cos0）为尖顶脉冲的分解系数。

Ic信号的导电角可以用下面的公式进行计算COS0= ——UBBUbmU-UU=arccos bbUbm当i信号通过谐振网络时，由于谐振网络的作用，可得其谐振网络压降为:Cu=RICOS3t=UCOS3tccm1 ccm cu=V-u=V-UCOS3tCECCcCCcm c各信号的波形如图4-3所示：三、功率关系1）集电极输出功率:三、功率关系1）集电极输出功率:1 _1PO=1 _1PO=201mUc1m=2IC1mReU2 c1mR2）集电极电源提供功率:P广匕。UCC3）集电极损耗功率:PP广匕。UCC3）集电极损耗功率:Pc4)=P-PEO集电极效率:P-1W=1任2I°Ucc2ic=—O=—P2E式拱金为集电极电压利用系数。/三诚为波形系数5)9对效率的影响电压利用系数Ec=uc1m/ucc，EcWL%随9而变化；a(—) -12 2 —乙类功放：9=—2,Y=—— =号= ,门=—/4=78.5%;1 — 1 2 maxa(=) 一02 —丙类功放：9<—/2，减小9,y1提高，门c提高；但是9很小时，y1提高不多，输出功率却降低很多。故9通常选在60。〜90。之间。1P=-1-Ui2b1m im7）功率放大倍数:P-Poi4.2.3工作状态分析一、动态特性分析：iC、uBE和uCE的关系曲线，称动特性曲线一一即交流负载线u^=UBB+Ucos①tu=U—U cos①t3点法作图：①t=0,uBE=UBB+Uim；uCE=UCC-Uc1m得到C点①t=》/2,ube=Ubb；uCE=UcC得到B点直线BC与横轴交于Ast=兀，uBE=UBB-Uim<°---iC=0；uCE=UCC+Uc1m得到D点折线CAD即为谐振功率放大器的动态特性曲线动态负载RC：动态特性曲线斜率的倒数R=clm,将1=Cmax,U=I-R代入，得CI M1—COS0 clm clm eR='clm•Re(1—cos0)=气(0)-R-(1—cos0)Cmax表明：丙类功放的动态电阻由R(等效负载电阻)和0(导通角)共同决定。e二、高频谐振功率放大器的工作状态工作状态根据uBE=uBEmax, uCE=uCEmin时，动特性上瞬时工作点C的位置确定。临界状态：C点在输出特性放大区和饱和区的临界点欠压状态：点在输出特性放大区

（3）过压状态：C点在输出特性饱和区rot；!: :（3）过压状态：C点在输出特性饱和区欠压和临界状态：iC是相同的余弦脉冲；但临界状态UC1m大；过压状态：iC中间凹陷；uC1m较临界略有增大。比较三种工作状态：（1） 临界状态：P1最大；门较高；最佳工作状态（对应最佳负载RLcr）；主要用于发射机末级。（2）过压状态：门较高（弱过压状态门最高）；负载阻抗变化时，UC1基本不变；用于发射机中间级（3） 欠压状态：P1较小；门较低；PC大；输出电压不够稳定；很少采用，基极调幅电路工作于此状态。提问：丙类放大器为什么一定要用谐振回路作为集电极的负载？谐振回路为什么一定要调谐在信号频率上？答：这是因为放大器工作在丙类状态时，其集电极电流将是失真严重的脉冲波形，如果采用非调谐负载，将会得到严重失真的输出电压，因此必须采用谐振回路作为集电极的负载。调谐在信号频率上集电极谐振回路可以将失真的集电极电流脉冲中的谐波分量滤除，取出其基波分量，从而得到不失真的输出电压。例4-1某谐振功率放大器的转移特性如图所示。已知该放大器采用晶体管的参数为：fT^150MHz，功率增益Ap313dB，管子允许通过的最大电流IcM=3A，最大集电极功耗为Pcmax=5W。管子的VBZ=0.6V，放大器的负偏置|VBB〔=1.4V，0c=70。，VCC=24V，g=0.9，试计算放大器的各参数。icvBEVBZBZ1）根据图可求得转移特性的斜率icvBEVBZBZ1Ag= c(2.6-0.6)V=0.5A/V0c=701Ag= c(2.6-0.6)V=0.5A/V0c=70。，cos70°=0.342,2）根据cos。=。召+'羽cVb求得Vbv1.4+0.6V= b0.342=5.8V3)根据icmax=gcVb(1-cos0c)求得icmax、Ic1、Ic01i=^x5.8x(1—0.342)=2A<I (安全工作)Ic1=icmaxa・1(70°)=2x0.436=0.872AIc0=icmaxa・0(70°)=2x0.253=0.506A4)求交流电压振幅：Vcm=VCCg=24x0.9=21.6V对应功率、效率。P==VCC・IC0=24x0.506=12W1 1 121「V=21「&.VCc=^x0.872x0.9x24=9.4WPc=P=-Po=2.6W<Pcmax (安全工作)门=P=94=78%cP125）激励功率因为Ap=13dB，即…P，A=10lgf(dB)

p piP=Plg-1P-y°.A1tV10J9.4

lg-1(1.3)0.47W若保持例4-2.已知谐振功率放大器输出功率Po=4W,〃.=60%,"20V,试求Pc和Ic0若保持Po不变，将nc提高到80%，试问Pc和Ic0减小多少？ cc cc0解：已知Po=4W,nc=60%,Vcc=20V,则PDc=Po/nC=4/0.6e6.67WPc=Pdc—P°=6.67—4=3.67WIc0=Pdc/Vcc=6.67/20(A)e333.3mA若保持Po不变，将nc提高到80%，则珏=P/nc—Po=4/0.8—4=5—4=1W

蛙亳=比一比=3.67—1=2.67WAZC0=Ica-Ica=6.67/20-5/20«0.333-0.25=0.083八、ooAcococo (A)=83mAIc0=250mA,P°=4W,UIc0=250mA,P°=4W,Ucm=0.9VCC，试求该放大器的Pc、nC和ic1m为多少?PDc、解：已知VCC=20V,解：已知VCC=20V,Ic0=250mA,P°=4W七尸0.9匕,则P=DCVccXIc0=20X0.25=5WPDC—Po=5—4=1WnCnC=Po/Pdc=4/5=80%Ucm=0.9Vc「0.9X20=18V、=2廿/Ucm=2X4/18e444.4mA4.2.4谐振功率放大器的外部特性当激励源(Uim)、负载(Re)或直流电源(Ubb、UCC)发生变化时，都会影响到功放的工作状态，改变输出功率与效率；另一方面可以通过调整这些外部参量来改变功率放大器的性能。将外部参量变化时对功率放大器工作状态及性能指标的影响称为外部特性，包括负载特性----Re的影响放大特性----Uim的影响调制特性 Ubb、 Ucc的影响一、负载特性UBB、UBB及Uim固定时，ic(IC0IC1)都确定；Re直接影响输出电压振幅：Re增大，UC1增大。欠压---临界---过压状态

二、调制特性集电极调制特性：UCC的影响UBBUim不变：则Ubemax、°不变Re不变：则动特性斜率不变UCC改变：引起动特性平移减小Ucc：欠压—临界—过压状态在过压区，输出电压振幅UC1与UCC近似呈线性关系：用一输入信号（调制信号）代替UCC，可完成振幅调制----集电极调幅。（2）基极调制特性：UBB的影响增大UBB，放大器的工作状态变化：欠压临界过压状态在欠压区，输出电压振幅UC1m与ubb近似呈线性关系：用一输入信号（调制信号）代替UBB，可完成振幅调制----基极调幅。三、放大特性Uim增大：放大器的工作状态变化：欠压临界过压状态

为例以为例以在欠压区，输出电压振幅UC1m与输入电压振幅Uim近似呈线性关系：可以实现对振幅变化信号的线性放大。在过压区，输出电压振幅UC1m近似呈现恒压特性，可以实现对振幅变化信号的限幅。4.3高频功率放大器的实际电路考虑到滤波匹配网络元件的安装方便，馈电电路(PowerSupplyCircuit)对滤波匹配网络的影响等实际因素，在谐振功率放大器中，直流馈电电路有两种不同的连接方式，分别称为串馈和并馈。4.3.1直流馈电电路直流馈电线路包括集电极和基极馈电线路。下面结合集电极馈电线路和基极馈电线路说明Cb、Lb的应用方法。图3—25是集电极馈电线路的两种形式：串联馈电线路和并联馈电线路。图3一25(b)中晶体管、电源、谐振回路三者是并联连接的，故称为并联馈电线路。

图3—25集电极馈电线路两种形式(a)串联馈电;(b)并联馈电馈电电路的特点:串联馈电电路：a、吃与“地”间的散杂电容较大，但对 回路的影响较小。b、 馈电之路分布参数对回路影响小。c、 回路处在直流高点位上，安装不便。所以，这种电路适合于频率较高的场合。并联馈电电路：a、 馈电支路分布参数直接影响信号回路的谐振频率。b、 信号回路()处于直流低电位上，安装调整方便。c、 占间分布参数影响较大。所以，适合于频率较低的场合。2.基极馈电电路基极馈电线路也有串联和并联两种形式。图3—26示出了几种基极馈电形式，基极的负偏压既可以是外加的，也可以由基极直流电流或发射极直流电流流过电阻产生。图)3—26基极馈电线路勺几种形式 ⑥4.3.2输出匹配网络该双端口网络应具有这样的几个特点：以保证放大器传输到负载的功率最大，即起到阻抗匹配的作用；抑制工作频率范围以外的不需要频率，即有良好的滤波作用；大多数发射机为波段工作。1.LC匹配网络图3—27是几种常用的LC匹配网络。对于L—I型网络有对于L—I型网络有(0R2对于L-n对于L-n型网络有Rs=1+Q2RpX's=岗XpRrR=(1+Q2)R

s sR'p1+Q2~Q2~XR'p1+Q2~Q2~XXX'(a)图3图3—28L型匹(配网络(a)L-I型网络;(b)L-n型网络图3—29是一超短波输出放大器的实际电路，它工作于固定频率。图3—29一超短波输出放大器的实际电路2.耦合回路图3—30是一短波发射机的输出放大器，它采用互感耦合回路作输出电路，多波段工作。图3~图3~—-V30短波输出放大器的实际线路4.3.3高频功放的实际线路举例图3—31(a)是工作频率为50MHz的晶体管谐振功率放大电路，它向50Q外接负载提供25W功率，功率增益达7dB。14750pFLry~YTT\L壬C290〜100pF14750pFLry~YTT\L壬C290〜100pF332^250pFC50Q32^250pF0)50Qj"TOpF5T3pF-C15pFR00kQCflR」E110kQDC==L6L215pF5^33pFHF^l.50Q【5』3pFEG(b)图3—31高频功放实际线路(a)50MHz谐振功放电路； (b)175MHz谐振功放电路3.5.1 D类高频功率放大器1.电流开关型D类放大器图3—32是电流开关型D类放大器的原理线路和波形图，线路通过高频变压器T1,使晶体管V1、V2获得反向的方波激励电压。1「兀 2『 、 厂—12 [(U—u)cos①t+ u]d^t= —(U —u)+u =E丸口mces ces 丸mcescesc—2

由此可得“冗r 、.Um-2(Ec—Uces)+Uces集电极回路两端的高频电压峰值为cesU=2(U—u)=兀(Eces集电极回路两端的高频电压有效值为图3—32电流开关型D类放大器的线路和波形(f)图3—32电流开关型D类放大器的线路和波形(f)C)(d)(e)—3兀/2—r/20兀/23兀/2(b)V1(V2)的集电极电流为振幅等于Ic0的矩形，它的基频分量振幅等于(2/n)Ic0。VI、V2的icl、ic2中的基频分量电流在集电极回路阻抗RF虑了负载RL的反射电阻)两端产生的基频电压振幅为Ucm=(iIco)RL将式(3—35)代入式(3—37),得输出功率为iU i2Ico 2罪 2R'(Ec-"ces)LL输入功率为八1U2 i2P= cm= (E—u)21 2R' 2R' ccesLL兀2P=EI=一亍(E—u)E

0cco2RccescL集电极损耗功率为冗2集电极损耗功率为P=P—P=——(E—u)uc0 1 2R ccescesLP E-u门=—X100%=cesX100%P0 Ec

2.电压开关型D类放大器图3—33为一互补电压开关型D类功放的线路及电流电压波形。两个同型(NPN)管串联，集电极加有恒定的直流电压Ec。0)EcL(b)2兀兀Ec00)EcL(b)2兀兀Ec0图3—33电压开关型D类功放的线路及波形由图可见，因icl、ic2都是半波余弦脉冲(。=90°),所以两管的直流电压和负载电流分别为1ico 冗