多带激励声码器

多带激励声码器第1页，共51页，2023年，2月20日，星期四第11章多带激励声码器11.2多带激励语音模型

11.1概述11.4多带激励语音合成11.3多带激励语音分析第2页，共51页，2023年，2月20日，星期四第11章多带激励声码器11.1概述CELP、MPLPC等：全极点模型、LPC

分析，合成-分析法，

听觉加权方均误差准则，闭环确定激励参数。◆这类混合编码，在4.8~16

kbit/s码率内获得巨大成功。◆关键技术：是保持了合成语音与原始语音波形的相似性。◆再降数码率时，合成语音质量迅速下降。LPC

声码器：（清/浊音）二元激励模型，分析-合成法，

LPC

分析，清/浊音判别，估计基音周期。◆SNR较高时，2.4

kbit/s

及以下码率，语音可懂度相当高。以上编码器，当噪声较大时，因无法准确提取参数，性能严重恶化；其它声码器，如通道声码器、同态声码器等也有同样弱点。第11章多带激励声码器11.1概述同济大学电子与信息工程学院-3-赵晓群

教授第3页，共51页，2023年，2月20日，星期四产生原因：二元激励模型过于简化，不符合实际语音的特性。◆许多语音段，同时含周期性、非周期性分量，

过渡音段、有噪浊音段更是如此。◆当用二元谱来拟合时，合成语音缺乏自然度。1988年MIT

林肯实验室提出多带激励（MBE）语音编码，◆突破二元激励的局限性，对多个频带逐个进行V/U

判决，故称为多带激励模型。◆采用合成-分析法，在2.4

~4.8

kbit/s

码率时性能优良。◆改进方案被国际海事卫星组织采用（INMARSAT-M

Voice

Codec），码率为6.4

kbit/s。本章主要内容：MBE

原理，参数提取方法，合成语音的方法。重点介绍INMARSAT-M

Voice

Codec

标准的算法。

第11章多带激励声码器11.1概述同济大学电子与信息工程学院-4-赵晓群

教授第4页，共51页，2023年，2月20日，星期四第11章多带激励声码器11.2多带激励语音模型窗选语音信号为（窗长20~40ms）：◆源-系统语音模型理论，语音段是线性系统（声道）对某种激励信号的响应。设系统的单位脉冲响应为，则的Fourier

变换可表示为：式中Hw(ω),

Ew(ω)——hw(n),

ew(n)

的Fourier

变换。◆重建语音信号谱

Xwr(ω)

可表示为：式中Hwr(ω)——

合成滤波器的系统函数；

Ewr(ω)——合成滤波器的激励信号的Fourier

变换。两者皆从原始语音信号中分析提取。第11章多带激励声码器11.2多带激励语音模型同济大学电子与信息工程学院-5-赵晓群

教授清音波形第5页，共51页，2023年，2月20日，星期四Hwr(ω)

用全极点函数来逼近，相应于Xwr(ω)

的谱包络。MBE按基音各谐波，将语音分成若干个子频带（如以3个相邻的谐波频带为一组进行分带），分别对各子带进行V/U

判决，激励信号为各子带的和。◆清音带：用白噪声谱作为激励信号谱；◆浊音带：用周期性的Pw(ω)

作为激励信号谱。激励信号是周期性信号与非周期性噪声按不同频带混合而成。系统函数

Hwr(ω)

的作用是：调整各子带分量的相对幅度和相位，并将Ew(ω)

映射成Xw(ω)。该模型较符合实际语音的特性，使合成语音谱同原语音谱在频谱精细结构上拟合得更好。若还利用谱的相位信息，则能够合成出高质量的语音。第11章多带激励声码器11.2多带激励语音模型同济大学电子与信息工程学院-6-赵晓群

教授第6页，共51页，2023年，2月20日，星期四图11.1：典型的浊音、清音和混合语音段的分析-合成情况。◆MBE编码过程涉及三种参数的提取，①

基音频率；②每个子带的谱包络的幅度和相位参数；③每个子带的V/U

判决。图11.2：MBE语音编/解码器的简化原理图。第11章多带激励声码器11.2多带激励语音模型同济大学电子与信息工程学院-7-赵晓群

教授图11.2MBE声码器语音编/解码器原理图清语音合成浊语音合成基音周期估计谐波产生频带划分幅度估计清/浊判决相位计算FFT传输输出Hamming窗第7页，共51页，2023年，2月20日，星期四同济大学电子与信息工程学院-8-赵晓群

教授(a)浊语音段(b)清语音段(c)混合语音段图11.1语音MBE的分析-合成波形（10kHz采样，256点Hamming窗）

浊音波形清音波形混合音波形加窗语音谱加窗语音谱加窗语音谱谱包络谱包络谱包络U/V判决结果U/V判决结果U/V判决结果周期谱P(ejω)周期谱P(ejω)周期谱P(ejω)白噪声谱白噪声谱白噪声谱激励信号谱激励信号谱激励信号谱合成语音谱合成语音谱合成语音谱第8页，共51页，2023年，2月20日，星期四同济大学电子与信息工程学院-9-赵晓群

教授第11章多带激励声码器11.3多带激励语音分析MBE模型参数的最优提取，计算量大，工程难以实时实现。常用次优算法，分两步完成参数的提取：①确定基音频率和每个分带的谱包络参数，用AbS法提取；②对每个分带进行V/U判决。有两种参数提取方案：

①使下列加权积分值（加权方均谱误差）为最小：

②应使下列加权积分值达到最小：

式中G(ω)

——频率加权函数；

Xw(ω),Xwr(ω)

——原始语音谱和合成语音谱。第11章多带激励声码器11.3多带激励语音分析差别：方案①利用语音谱的模值；方案②利用模值和相位，性能优于①，但计算复杂，码率有所增加。

第9页，共51页，2023年，2月20日，星期四INMARSAT-M

Voice

Codec

采用方案①。本节主要内容：

11.3.1频域分析

11.3.2时域分析

11.3.3

INMARSAT-M改进MBE模型分析算法第11章多带激励声码器11.3多带激励语音分析同济大学电子与信息工程学院-10-赵晓群

教授第10页，共51页，2023年，2月20日，星期四

11.3.1频域分析

1.基音估计及各次谐波幅度的计算设基音周期为T0（基音角频率

ω0=2π/T0

）。依次假设

ω0为各种可能出现的值。◆对于可能的基音角频率值ω0，将ω=-π~π

分为若干频带，

分界点为：am=(m-0.5)ω0,bm=(m+0.5)ω0,m=0,±1,…,±(M+1)◆设每个分带

[am,bm]中Hwr(ω)

保持不变，Hwr(ω)=

Am，

则有：式中ε——总的加权方均谱误差；

εm——

第m子带加权方均谱误差，或第11章多带激励声码器11.3多带激励语音分析同济大学电子与信息工程学院-11-赵晓群

教授仅考虑幅度谱时考虑幅度、相位谱时第11页，共51页，2023年，2月20日，星期四令或，由上两式可分别解得一组最佳和：或◆若第

m

次谐波的能量显周期性，则其能量集中在该谐波附近;

选周期性

Pw(ω)的作为激励信号

Ewr(ω)，

则合成语音谱Xwr(ω)与窗选语音谱

Xw(ω)

在第

m次谐波带内将拟合得很好（εm最小）。◆若第

m

次谐波的能量显非周期性，

则

Xw(ω)在该频带内没有特征性的形状。仍用Pw(ω)作为激励，εm值将较大。此时，应选噪声为激励。第11章多带激励声码器11.3多带激励语音分析同济大学电子与信息工程学院-12-赵晓群

教授仅考虑幅度谱时考虑幅度、相位谱时第12页，共51页，2023年，2月20日，星期四分析周期性与非周期性信号激励时的最佳解。◆浊音频带时，选Pw(ω)为激励信号，由上页两式得：◆清音频带时，激励采用理想白噪声（幅度谱

=1），则有：第11章多带激励声码器11.3多带激励语音分析同济大学电子与信息工程学院-13-赵晓群

教授仅考虑幅度谱时，最佳谱幅度考虑幅度、相位谱时，最佳谱包络。相位信息无关紧要，在此无需计算

Am。第13页，共51页，2023年，2月20日，星期四对于假定基音频率

ω0

的每一个谐波，计算

︱Am

︳或Am，

再求出各次谐波内的最小误差。则整个频带的总的最小误差：◆每假设一个基音频率

ω0，计算出对应的ε0。显然，正确的基音周期或其倍数上，ε0取极小值。◆搜索

ε0的全局最小值对应的T0=2π/

ω0值可能是正确的基音周期的某个整数倍值。◆因而，还需要对T0/2、T0/3、…处的ε0进行校核，以判断正确的基音周期，从而确定最佳基音周期。◆最后确定最佳基音周期时，还需要考虑前后帧的情况。一般相邻帧的T0值变化不会太大。第11章多带激励声码器11.3多带激励语音分析同济大学电子与信息工程学院-14-赵晓群

教授第14页，共51页，2023年，2月20日，星期四2.谐波频带内V/U

判决第m子带的归一化误差能量为：◆采用激励信号Pw(ω)（谱幅度︱Am

︳或谱包络

Am、周期

T0

）是第m谐波子带的谱拟合误差。◆令频率加权函数

G(ω)=1，上式化简为：◆子带判决：

◆可以将相邻的几个谐波频带合并成一个子频带，用上述同样的方法提取︱Am

︳或Am，并进行

V/U

判决。第11章多带激励声码器11.3多带激励语音分析同济大学电子与信息工程学院-15-赵晓群

教授第15页，共51页，2023年，2月20日，星期四

11.3.2时域分析W(ω)：窗函数

w(n)的Fourier变换，

ω0：归一化基音角频率（基音周期

T0，ω0=2π/T0）◆假设在-π~π

频率范围内共2M个谐波，

Pw(ω)为激励时，有:

式中，

第11章多带激励声码器11.3多带激励语音分析同济大学电子与信息工程学院-16-赵晓群

教授第16页，共51页，2023年，2月20日，星期四◆令频率加权函数

G(ω)=1，由前面给出的式子得，全带拟合误差：

式中，◆由上式可求出使ε取极小值的矢量

a

为：再代入上式，结合上页式，得：式中，◆因此，对于某个选定的T

值时，计算min

ε

等价于

max

ψ。第11章多带激励声码器11.3多带激励语音分析同济大学电子与信息工程学院-17-赵晓群

教授

注：上标T为转置

H为共轭转置第17页，共51页，2023年，2月20日，星期四为了方便，选择窗函数

w(n)，使其满足◆频域内正交条件：

，I

是单位矩阵；◆相当于时域内满足条件：◆还要求其Fourier

变换的泄露足够小，

主瓣宽度足够窄（此宽度不应大于基音频率值）

。满足上述条件且w(n)为偶函数时，上页计算ψ

式可改写为：◆注意到ω0M=π

近似成立，且ω0T=2π，则上式可简化为：式中

T

——假定的基音周期；

——

w2(n)x(n)的自相关函数，第11章多带激励声码器11.3多带激励语音分析同济大学电子与信息工程学院-18-赵晓群

教授第18页，共51页，2023年，2月20日，星期四由Parseval定理，总拟合误差写成：为了去除由于T

值增加造成的ε下降，需要对上式修正，

以保证真正的基音周期对应的是全局最小值。◆采用无偏拟合误差公式如下：◆采用此修正后，归一化总误差能量应写成下列形式：

第11章多带激励声码器11.3多带激励语音分析同济大学电子与信息工程学院-19-赵晓群

教授第19页，共51页，2023年，2月20日，星期四设窗函数

w(n)长为2N+1，以原点对称。

同时假设在窗长范围内有L

个假设基音周期，即：◆则上页式中，ξuB的求和上下限应作相应的改动，即得到：

为粗搜索时确定初始基音周期

TI

所用的拟合误差时域表达。◆为提高精度，T

值也可取非整数，如20.5,

21,

21.5…。

非整数点上的相关函数可插值计算：实验表明，10kHz

采样，基音周期的精确可达0.04

样点。数码率较低时（4.8

kbit/s以下），精确到1/4

~

1/8

样点也就满足要求了，这样运算量可以减少很多。第11章多带激励声码器11.3多带激励语音分析同济大学电子与信息工程学院-20-赵晓群

教授第20页，共51页，2023年，2月20日，星期四

11.3.3

INMARSAT-M改进MBE模型分析算法

图11.3：INMARSAT-M

改进MBE

模型算法框图。◆语音信号：

8

kHz

采样，线性

PCM

编码，语音样值的最大值定标范围：[214-1，215-1]

最小值定标范围：[-215，-214]◆需求出改进MBE

模型参数：基音角频率、V/U判决，

子带谱包络参数（仅考虑幅度谱）。第11章多带激励声码器11.3多带激励语音分析同济大学电子与信息工程学院-21-赵晓群

教授图11.3MBE语音分析算法方框图高通滤波器低通滤波器基音周期初始估计清/浊判决基音周期精确估计频谱估计语音信号第21页，共51页，2023年，2月20日，星期四1.高通滤波◆语音经数字高通滤波器，滤除信号中的直流分量。

高通滤波器的截止频率约10

Hz，传递函数为：2.低通滤波◆低通滤波器输出的信号按下式计算：

低通滤波器是21

阶FIR

数字滤波器，其系数值列于表11.1。第11章多带激励声码器11.3多带激励语音分析同济大学电子与信息工程学院-22-赵晓群

教授表11.1

FIR

低通滤波器系数jhL(j)jhL(j)jhL(j)00.394201±4-0.063723±8-0.007430±10.297354±5-0.004565±9-0.013775±20.093671±60.030659±10-0.002174±3-0.051602±70.016900第22页，共51页，2023年，2月20日，星期四同济大学电子与信息工程学院-23-赵晓群

教授图11.4相邻语音帧与帧之间的关系过去帧当前帧将来帧3.

基音估计基音估计算法：应保持相邻语音帧基音周期的某种连续性。基音跟踪算法：在确定当前帧的基音周期时要考虑相邻的过去帧和将来帧的影响。图11.4：当前帧和前后帧之间的关系。

◆帧长为

20

ms（160

个样点）。◆基音估计算法分：初始估计、精细估计两步进行。初始估计得到初始基音周期：TI，TI∈D={21,21.5,…,114}，

精度：

1/2

采样周期；再由精细估计得出归最终基音周期，精度：1/4

采样周期。两步法可降低计算复杂度和提高鲁棒性。

第11章多带激励声码器11.3多带激励语音分析-40-200204060msT-2T-1

T0T1T2基音周期：误差函数：E-2(T)E-1(T)E0(T)E1(T)E2(T)第23页，共51页，2023年，2月20日，星期四算法的重要特点：初始估计和精细估计使用不同长度的窗函数。◆初始估计窗

wI(n)

长为281

个样点；◆精细估计窗wR(n)长为221

个样点；◆皆是对称三角形窗，两窗中点对齐。相邻语音帧之间的重叠量是窗长的函数，

重叠量

=窗长

-帧移动量（160

个样点）。◆wR(n)时，重叠量

61

个样点；wR(n)时，121个样点。

(1)

基音的初始估计（步骤见图11.5）◆对每一个可能的基音周期

T∈D，计算误差函数值

E(T)。然后通过前向与后向基音

跟综算法，比较求出的值，最终选择最佳的候选者

作为TI。第11章多带激励声码器11.3多带激励语音分析同济大学电子与信息工程学院-24-赵晓群

教授图11.5初始基音周期估计后向基音跟踪前向基音跟踪比较基音估计值计算误差函数第24页，共51页，2023年，2月20日，星期四

①

计算误差函数◆根据归一化总误差能量定义，误差函数

E(T)定义为：式中

wI(n)

——归一化三角形窗函数，满足

。◆当t

为整数值时，自相关函数

φ(t)定义为：当t

为非整数值时，用线性内插公式计算

φ(t)。◆基音周期的初始估计

TI为：◆采用基音跟踪算法，保证基音周期

TI的连续性。第11章多带激励声码器11.3多带激励语音分析同济大学电子与信息工程学院-25-赵晓群

教授第25页，共51页，2023年，2月20日，星期四

②

后向基音跟踪◆E-1(T-1)、E-2(T-2)——过去两帧对应的误差函数值；◆

因基音周期的连续性，当前帧的基音周期

T

应在T-1附近，应满足约束条件：◆在上式范围内逐个选取

T，并计算相应的E(T)

，

使E(T)最小的T就是后向估计TB，计算后向累计误差CE(TB)：

CE(TB)是后向基音估计的置信度测度。第11章多带激励声码器11.3多带激励语音分析同济大学电子与信息工程学院-26-赵晓群

教授第26页，共51页，2023年，2月20日，星期四

③前向基音跟踪◆E1(T1)、E2(T2)——将来两帧对应的误差函数值；◆将来两帧的基音周期尚未确定，前向基音跟踪算法必须首先设法确定这些基音周期值。◆在集合D内选定一个T0，按下面的约束条件选取T1、T2：

使E1(T1)+E2(T2)最小的T1、T2表示为，并按下式计算前向累计误差函数

CEF(T0)

为：◆重复上述过程，在规定的范围内逐个选定

T0，

计算相应的CEF(T0)

，使其最小的T0定义为。第11章多带激励声码器11.3多带激励语音分析同济大学电子与信息工程学院-27-赵晓群

教授第27页，共51页，2023年，2月20日，星期四为防止倍基音周期，考虑取的可能性。◆要求

，选择一个与其最接近的值代替。

再检查是否满足下列三个条件之一、且为最小值的，◆若有，则前向基音估计；否则。完成前、后向基音跟踪，并求得估计值后，

按下列判决规则确定初始基音估计

TI：

If

CEb(TB)<0.48

then

TI

=TB

else

if

CEb(TB)≤CEF(TF)

then

TI

=TB

else

TI

=TF

◆最终的基音估计的精度提高到

1/4

采样周期。

第11章多带激励声码器11.3多带激励语音分析同济大学电子与信息工程学院-28-赵晓群

教授第28页，共51页，2023年，2月20日，星期四

(2)

基音的精细估计图11.6：基音精细估计的方框图。◆精细估计窗

wR(n)：长

221

个样点，归一化三角形窗。◆由基音初始估计

TI，产生10

个基音精细估计的候选值：◆将其转换为相应的基音频率

ω0=2π/T0。然后在这10

个点上进行细搜索，确定基音周期的精细估计。第11章多带激励声码器11.3多带激励语音分析同济大学电子与信息工程学院-29-赵晓群

教授图11.6基音的精细估计计算Am(ω0)计算Xwr(l,ω0)⊕计算ε(ω0)256点DFT16384点DFT产生10个ω0候选值minε(ω0)第29页，共51页，2023年，2月20日，星期四①计算窗选语音和窗函数的离散Fourier

变换。◆对窗选语音信号，计算

256

点DFT：对窗函数,计算16384

点DFT：（扩大点数，可保证精度)②对每一个假设的

ω0，求各谐波的最佳谱包络值

Am(ω0)。◆选定

ω0，则在-π~π

之间有个[2π/ω0]谐波分量，两个相邻谐波之间含有256ω0/2π

个语音信号的DFT

点。◆对于第

m

次谐波，它的频带下限、上限为：

其中，INTx表示取大于或等于

x

的最小整数。第11章多带激励声码器11.3多带激励语音分析同济大学电子与信息工程学院-30-赵晓群

教授第30页，共51页，2023年，2月20日，星期四◆根据式：因窗选激励

Pw(ω)在频带内与窗函数主瓣包络形状相同，

故用WR(ω)代替Pw(ω)。◆这意味着语音改变一个样点，窗改变

64

个样点。

因此，最佳用下式计算：

③计算合成语音谱。◆按下式计算：第11章多带激励声码器11.3多带激励语音分析同济大学电子与信息工程学院-31-赵晓群

教授第31页，共51页，2023年，2月20日，星期四

④计算加权总拟合误差，选择最佳ω0

（或T0

）。◆采用DFT

的总拟合误差为：◆在细搜索中，主要考虑高次谐波频带拟合的情况，因此，加权函数在低频端可以取

0，求和下限不从1

开始；

高频端可以取1，求和上限也不必达到

127。◆语音频谱一般限制在200~3600

Hz范围内。

故按下列公式确定求和上限

q：

总拟合误差可以改写成：◆对10

个候选基音频率，逐个计算出总拟合误差，

使其最小的ω0是当前帧基音周期的精细估计值。第11章多带激励声码器11.3多带激励语音分析同济大学电子与信息工程学院-32-赵晓群

教授利用偶对称性，只计算了一半的值第32页，共51页，2023年，2月20日，星期四

4.

V/U

判决图11.7：V/U

判决的方框图。◆利用每个谐波处合成谱与窗选语音谱拟合的程度来确定。若归一化拟合误差

<阈值，判定该谐波频带为浊音带；

反之为清音带。◆采用DFT

时，前面推导的归一化误差应改写成：◆也可将几个相邻谐波频带合并成一个频带，

根据该频带总拟合误差作出该带的V/U

判决。第11章多带激励声码器11.3多带激励语音分析同济大学电子与信息工程学院-33-赵晓群

教授图11.7清/浊判决方框图计算拟合误差计算E0更新Eavg,Emin,Emax计算阈值与阈值比较第33页，共51页，2023年，2月20日，星期四实用

V/U判决方案：最多分12个带，判决方法如下：①

确定谐波的个数M。◆计算式：②

确定子带的个数K。◆每个子带包含3个谐波分量（见图11.8）。子带数的计算式：第11章多带激励声码器11.3多带激励语音分析同济大学电子与信息工程学院-34-赵晓群

教授图11.8改进的MBE频带结构子带1子带2子带K-1子带K第34页，共51页，2023年，2月20日，星期四

③

计算各带的归一化拟合误差。◆计算式：

第11章多带激励声码器11.3多带激励语音分析同济大学电子与信息工程学院-35-赵晓群

教授第35页，共51页，2023年，2月20日，星期四④

计算

V/U

的判决阈值。◆计算式：◆第一项：随ω0增大而变大。

当ω0增加时谐波个数将减少，拟合误差会变大，此项起到去偏作用。◆第二项：随ω0升高而变小。

由于话音高频端通常更具有随机谱的特征，因此，较多地判为清音区会使合成语音听起来自然。◆第三项：是同语音当前帧能量

E0、平均能量

Eavg、

最小能量

Emin、最大能量

Emax

有关的参数。采用自适应方法，逐帧更新这些参数，以期获得更好的效果。第11章多带激励声码器11.3多带激励语音分析同济大学电子与信息工程学院-36-赵晓群

教授第36页，共51页，2023年，2月20日，星期四◆若用

E(0)

表示当前帧的参数，E(-1)表示前一帧的参数，

相关量的定义为：且满足的约束条件：第11章多带激励声码器11.3多带激励语音分析同济大学电子与信息工程学院-37-赵晓群

教授第37页，共51页，2023年，2月20日，星期四◆求出上述几个能量之后，再确定函数：

⑤

V/U

判决。◆判决规则为：第11章多带激励声码器11.3多带激励语音分析同济大学电子与信息工程学院-38-赵晓群

教授第38页，共51页，2023年，2月20日，星期四

5.

求各谐波幅度或包络图11.9：频谱幅度估计框图。◆改进MBE

语音编码器，每个分频带包含

3

个谐波。谐波结构见图11.8。◆对于第k

个频带，其频带范围为a3k-2≤ω

<b3k，需要确定

3

个频谱幅度

A3k-2、A3k-1、A3k。第11章多带激励声码器11.3多带激励语音分析同济大学电子与信息工程学院-39-赵晓群

教授图11.9频谱幅度估计计算清音幅度计算浊音幅度选择清音/浊音谱幅度图11.8改进的MBE频带结构子带1子带2子带K-1子带K第39页，共51页，2023年，2月20日，星期四◆浊音带时，按下式计算：如果数码率足够高，也可以直接传送

Am(ω0)。◆清音带时，Am按下式计算：◆对于最高分频带

K，其频带范围是a3k-2≤ω<bM，

包含

M-3k+3个谱幅度。令直流分量

A0=0。第11章多带激励声码器11.3多带激励语音分析同济大学电子与信息工程学院-40-赵晓群

教授第40页，共51页，2023年，2月20日，星期四改进MBE

模型的全部参数为：

基音周期

T0，

各带的

V/U

判决

Vk,(k=1,2,…,K)，

各谐波处的最佳幅度

Am,(m=1,2,…,M)。◆参数传送给解码器前，需量化、编码。◆

INMARSAT-M

语音编码器的比特率为6.4

kbit/s，

帧长

20

ms，每帧

128

bit，

其中45

bit

留给信道编码用，余83

bit

供量化模型参数用。◆表11.2：比特分配表。

（参数量化的方法从略）第11章多带激励声码器11.3多带激励语音分析同济大学电子与信息工程学院-41-赵晓群

教授表11.2模型参数比特分配参数基音周期V/U判决频谱幅度每帧比特数8K75-K第41页，共51页，2023年，2月20日，星期四第11章多带激励声码器11.4多带激励语音合成两种合成方法：频域合成法、时域合成法。◆频域合成法：重建语音谱，求Fourier

反变换得时域序列。

相当于分析过程的逆过程。

特点：比较直接，但不能保证合成语音基音周期的平滑变化。◆时域合成法：利用插值实现帧间基音周期的平滑过渡，

可使合成语音更自然。

因此，实际的MBE

算法都采用这种方法。◆下面介绍时域合成法。

图11.10：改进

MBE

语音合成框图。◆浊音成分与清音成分分开合成，

再相加形成完整的合成语音。

第11章多带激励声码器11.4多带激励语音合成同济大学电子与信息工程学院-42-赵晓群

教授图11.10改进MBE语音合成方框图清音合成⊕浊音合成合成语音第42页，共51页，2023年，2月20日，星期四11.4.1清音成分的合成清音成分的合成用白噪声激励。◆初始值为u(-105)=3147。按下式产生一个白噪声序列

u(n)：◆对相继的合成语音帧，u(n)

移动20

ms（160

样点），

对u(n)加窗，合成窗

wx(n)长：209

样点。因此，在相继合成语音帧之间，噪声序列重叠49

样点。对加窗后的u(n)进行256

点的DFT，得：第11章多带激励声码器11.4多带激励语音合成同济大学电子与信息工程学院-43-赵晓群

教授第43页，共51页，2023年，2月20日，星期四◆再根据谐波频带

m

是浊音区（Vk=1）或清音区（Vk=0），

再对

Uw(l)进行修正得Uwc(l)：

式中，am,bm——定义见前面；

Am(0)——当前帧的Am值。

γm——伸缩系数，是合成窗

wx(n)

与

基音精细估计窗

wR(n)的函数，◆修正效果相当于用一组带通滤波器滤除浊音带的信号。第11章多带激励声码器11.4多带激励语音合成同济大学电子与信息工程学院-44-赵晓群

教授第44页，共51页，2023年，2月20日，星期四◆Uwc(l)中很低及很高的频率成分都置0，即：◆对得到的频域各点

Uwc(l