第五讲微波混频器电路

第五讲微波混频器电路第一页，共五十六页，2022年，8月28日单端混频器

1.基本电路

单端混频器是一种最简单的混频器，前节的分析实际上就是以单端混频器为例进行的，其工作原理和性能已经详细讨论，这里主要关注其电路结构。图3-20给出了微带型单端混频器的电路结构，它由耦合微带线定向耦合器、1/4波长阻抗变换器、阻性混频二极管(通常采用梁式引线肖特基势垒二极管)、中频和直流通路及高频旁路等部分组成。信号从电路左边送入，经定向耦合器和阻抗变换器加到混频二极管上，本振功率从定向耦合器的另一端口输入也加到二极管上。第二页，共五十六页，2022年，8月28日1—定向耦合器；2—阻抗变换器；3—相移线段；4—阻性混频二极管;5—高频旁路；6—半环电感及缝隙电容；7—中频和直流通路；8—匹配负载图3-20微带型微波单端混频器的电路结构第三页，共五十六页，2022年，8月28日

(1)定向耦合器除保证信号和本振功率有效加在二极管上之外，还可以保证信号端口和本振端口之间有适当的耦合度。其耦合度不宜取得过大和过小，耦合过松，会使完成正常混频要求的本振功率过大；耦合过紧，则由于定向耦合器的端口③接有匹配负载，信号功率传到定向耦合器的端口③后被负载吸收过多，导致信号功率损耗加大。一般耦合度取为10dB。第四页，共五十六页，2022年，8月28日

(2)在定向耦合器与混频二极管之间接有λSg/4(λSg为信号频率对应的微带导内波长)阻抗变换器及相移线段。相移线段的作用是抵消二极管输入阻抗中的电抗成分，再经过λSg／4阻抗变换器完成定向耦合器的端口②与混频二极管之间的阻抗匹配，使信号和本振最有效地加到二极管上。第五页，共五十六页，2022年，8月28日

(3)在二极管的右边接有低通滤波器，由λSg／4终端开路线、半环电感和缝隙电容组成。它的作用是滤除信号和本振及其各次谐波等高频信号，λSg／4终端开路线对高频信号呈现短路输入阻抗，高频信号将从这里短路接到地板上而不会从中频端口输出，但这一开路线对中频信号则呈现较大容抗而近似不影响中频传输。为了对偏离中心频率fS的其他高频信号也提供低阻抗，λSg／4开路线采用低阻线(阻抗为5～10Ω)，即微带线很宽。中频引出线上的半环电感和缝隙电容组成谐振于本振频率的并联谐振回路，以进一步加强对本振的抑制，阻止它进入中频回路，但这一并联谐振回路对中频则近似短路，中频可以顺利通过。第六页，共五十六页，2022年，8月28日

(4)为能构成中频电流流动的通路，在二极管输入端还接有中频通路。为了减小本振功率并改善混频器的噪声性能，可以给二极管适当加一个较小的正向偏压，但从简化电路出发，往往工作于零偏，这时仍要保证为混频电流中的直流成分提供通路。图3-20所示的直流通路就是由中频接地线兼做的。它是长度为λSg／4奇数倍的终端短路微带线，为主传输通道提供近似开路阻抗，同时它设计成线条很窄的高阻线，目的都是使它对信号和本振的传输没有影响。第七页，共五十六页，2022年，8月28日电路中设计微带线长度时都是以信号频率对应的微带导内波长为基准的，一方面是由于信号频率和本振频率很接近，按信号波长设计对本振传输带来的影响不大；另一方面是由于信号功率比较弱，电路设计务必要保证信号的损失最小，因此只能牺牲部分本振功率。

单端混频器电路以微带形式光刻在介质基片上，为平面电路，其结构简单，制造容易，体积小，质量轻，但性能较差，实际应用不多。然而这种单端混频器也是其他各种混频器的基础，其基本结构及其设计思想对于其他混频器都具有参考意义。第八页，共五十六页，2022年，8月28日

2.滤波器型电抗镜像终端单端混频器

要降低混频器的变频损耗和噪声系数，除了必须对各高次闲频提供短路终端外，还需对镜像频率提供短路和开路终端。在电路设计中所采取的措施是在信号输入端的适当位置加入镜像抑制滤波器，把镜像功率反射回二极管后再次参加混频，得到附加的中频输出。图3-21和图3-22分别给出了镜像短路和镜像开路的单端混频器微带电路。第九页，共五十六页，2022年，8月28日1—定向耦合器；2—阻抗变换器；3—相移线段；4—混频二极管；5—高频旁路;6—半环电感及缝隙电路；7—中频及直流通路；8—匹配负载；9—镜像抑制滤波器图3-21镜像短路单端混频器微带电路第十页，共五十六页，2022年，8月28日1—定向耦合器；2—阻抗变换器；3—相移线段；4—混频二极管；5—高频电路;6—半环电感及缝隙电容；7—中频及直流通路；8—匹配负载；9—镜像抑制滤波器图3-22镜像开路单端混频器微带电路第十一页，共五十六页，2022年，8月28日从图3-21与图3-22的对比可见，图3-21中提供镜像短路的滤波器是一段长约λSg／4(λSg为镜像频率对应的微带导内波长)、终端开路的微带线，这段线对镜像频率提供很低的阻抗，使镜频近似短路。该微带线一般放在紧靠二极管输入接点的地方，使混频产生的镜频分量在二极管接点处就被短路到地。如果该微带线离开二极管有一段距离(不等于λSg／2)，那么这一小段线的电抗就会形成镜像电压，而不能将镜像真正短路。电路的其他部分与图3-20相同。第十二页，共五十六页，2022年，8月28日图3-21中在二极管输入接点处放置了一个平行耦合带阻滤波器，组成此滤波器的微带线总长约为λSg／2，其中λSg／4长度与主线作平行耦合。根据无源微波元器件的性能，它是以fi为带阻中心频率的带阻滤波器，对镜像频率提供开路阻抗，形成镜像开路终端。

对图3-21和图3-22中镜像抑制滤波器的一般要求是：对镜频有足够的衰减(约20dB)，对输入信号的插入损耗足够小(小于0.5dB)。为了保证达到这一要求，信号和镜频边带的频率间隔应足够宽，中频不能选得太低。根据经验，中频fiS≈1.5BS，其中BS为信号带宽，故这类混频器是窄带的，其信号相对带宽小于10％。第十三页，共五十六页，2022年，8月28日给出图3-21所示结构的混频器实验性能如下：信号频率fS=4GHz，中频fif=70MHz，中放带宽为±10MHz，中放噪声系数Fif=1.7dB，镜像抑制滤波器对信号的插入损耗为0.4dB。二极管的直流电流为2.2mA，本振功率为4mW，混频器-中放组件的总噪声系数为4.1dB。

平衡混频器

平衡混频器的主要优点是噪声系数低，信号动态范围大，要求本振功率小，因此应用较广泛。第十四页，共五十六页，2022年，8月28日平衡混频器的结构与单端混频器相似，不同之处在于它采用两只混频管，要求混合电路使信号和本振都以等分的功率及一定的相位关系加到两只二极管上。常采用的混合电路

是环形桥、分支线定向耦合器和正交场平衡电路。

平衡混频器电路可按加到两管上信号和本振的相位关系分为本振反相型和π/2移相型两类，它们的平衡混频原理相同，但电路结构及某些指标各有特点。第十五页，共五十六页，2022年，8月28日

1.本振反相型(180°相移型)平衡混频器

本振反相型平衡混频器的等效电路如图3-23所示。

由图可见，从变压器次级输出的信号电压US1、US2等幅同相地加到两个二极管上：

uS1=uS2=UScosωSt

(3-65)

本振电压等幅反相地加到两只二极管上，即

uL1=ULcosωLt

uL2=ULcos(ωLt－π)

二极管VD1和VD2在本振电压的激励下产生相应的时变电导，分别为(3-66)第十六页，共五十六页，2022年，8月28日图3-23本振反相型平衡混频器等效电路第十七页，共五十六页，2022年，8月28日

流过VD1、VD2的电流为(不考虑中频、镜频电压)(3-67)(3-68)第十八页，共五十六页，2022年，8月28日设ωS>ωL，ω0=ωS－ωL，则由式(3-68)可得到两管产生的中频电流成分为

i01(t)=g1UScosω0t

i02(t)=g1UScos［ωSt－(ωLt－π)］=－g1UScosω0t

(3-69)

可见，VD1和VD2产生的中频电流反相，而输出到负载上的中频电流为二者之差，因此有

i0(t)=i01(t)－i02(t)=2g1UScosω0t

(3-70)第十九页，共五十六页，2022年，8月28日由此说明，平衡混频器的输入信号和本振功率都平分加到两只混频管上，得到了充分利用。这一方面大大降低了本地振荡器输出功率的要求，另一方面输入信号的动态范围增加了一倍。

平衡混频器的第二个优点是抑制本振引入的调幅噪音。实际中，振荡器在输出所需振荡信号的同时，一定伴随有噪声输出，其噪声频谱如图3-24所示。第二十页，共五十六页，2022年，8月28日图3-24本振源输出噪声频谱第二十一页，共五十六页，2022年，8月28日因此，凡是和本振频率之差落在中放带宽内的那些噪声频谱分量会经过混频而变为中频噪声。对于单端混频器，这将使噪声系数恶化。对于平衡混频器，因为本振调幅噪声和本振信号是从同一端口加入的，见图3-25，所以加到VD1和VD2的本振噪声的相位和本振完全相同，即

un1=Uncos(ωL±ω0)t

un2=Uncos［(ωL±ω0)t－π］

由此式(3-71)及式(3-67)的得到VD1、VD2混频产生的中频噪声电流分别为(3-71)第二十二页，共五十六页，2022年，8月28日图3-25本振调幅噪声等效电路第二十三页，共五十六页，2022年，8月28日

in1(t)=g1Uncosω0t

in2(t)=g1Uncosω0t

因此在负载上输出的中频噪声电流为

in(t)=in1(t)－in1(t)=0

(3-73)

它正好与采用中频信号时的情况相反。可见，由于本振调幅噪声和本振总是以相同的相位关系加到两只二极管上的，因而能够抑制本振调幅噪声。

(3-72)第二十四页，共五十六页，2022年，8月28日平衡混频器的第三个优点是能够抑制混频产生的部分无用的组合频率成分。根据式(3-68)可得时变电导g(t)的n次本振谐波分量与信号电压乘积，分别为

可见，当n为偶数时，i1(t)和i2(t)同相，因此在输出电路中互相抵消；当n为奇数时，i1(t)和i2(t)反相，因此在输出电路中互相叠加。这样即可抑制一半的组合频率成分。

常用的本振反相型平衡混频器有微带环形桥平衡混频器和正交场平衡混频器。(3-74)第二十五页，共五十六页，2022年，8月28日

1)微带环形桥平衡混频器

图3-26(a)所示的电路是由3dB环形桥、阻抗匹配电路(移相线及1/4波长阻抗变换器)、混频管及低通滤波器等组成的。环形桥亦称环形定向耦合器或混合环，其中三段臂长为1/4波长，一段臂长为3/4波长，各臂特性阻抗为。

由图可见，加在VD1、VD2管上的本振电压等幅反相，信号电压等幅同相。因此VD1和VD2产生的中频电流反相，输出到负载的中频电流为

i0(t)=i01(t)－i02(t)=2g1UScosω0t

(3-75)第二十六页，共五十六页，2022年，8月28日图3-26反相型微带平衡混频器(a)采用3dB环形桥；(b)采用1/4波长延长臂的分支线定向耦合器第二十七页，共五十六页，2022年，8月28日在环形桥平衡混频器中，环形桥的结构保证了本振和信号之间具有良好的隔离度。在实际结构中，本振(或信号)输入端口引出线与电路的中频部分交叉，存在结构上的困难，故有时需将中频部分从微带基片的背面引出，这就带来不便。为此，可以改为采用具有1/4波长延长臂的分支线定向耦合器作为混合电路，如图3-25(b)所示，VD1管前的延长臂是为了将90°移相的分支线定向耦合器变换成180°移相网络，分支线定向耦合器的频带比环形桥的频带窄。图中定向耦合器作为环形结构是为了减少T接头效应和拐弯处的不连续区影响。其工作原理和混合环平衡混频器相同，但结构上避免了线路交叉的问题。第二十八页，共五十六页，2022年，8月28日

2)正交场平衡混频器

微带混频器具有体积小、重量轻、成本低和容易加工等优点，在小型设备中得到了广泛应用。但它不易与波导相连接，所以在波导系统中常采用波导腔结构。图3-27是正交场平衡混频器波导结构示意图。它具有结构紧凑、体积小、调整方便、频带和噪声合理等优点，因此成为目前波导混频器中最实用的结构形式之一。第二十九页，共五十六页，2022年，8月28日图3-27正交场平衡混频器结构图第三十页，共五十六页，2022年，8月28日正交场平衡混频器由混频腔、信号输入波导和本振输入波导三部分组成。信号和本振输入波导两者互相正交地连接到混频腔。混频腔是一段方波导，腔中心两个混频管串联地安装在一条轴上，两管连接处有一根与二极管轴线垂直的金属横杆(又称扰动杆)，用以引出中频电流，并对本振电场分布起着微扰作用。两二极管的管帽与混频腔之间具有高频旁路电容，并由此引出整流电流(指示本振功率的大小)。每个管帽内部装有LC中频滤波器和直流电阻，用来滤除中频并提供直流偏压。在中频输出接头内加有高频扼流套，它是低通滤波器，用来防止高频进入中频电路。由图3-27可见，对于直流回路来说，两只混频管是串联的；而对中频输出端来说，两只混频管是并联的。第三十一页，共五十六页，2022年，8月28日这种混频器是本振反相型平衡混频器。因为信号波导的宽边与二极管轴线垂直，所以信号所产生的TE10波的电场方向与二极管轴线平行，于是加到两个二极管上的信号电压大小相等，方向相同，如图3-28(a)所示。本振输入波导的宽边与二极管轴线平行，如果腔内没有金属扰动杆的话，本振产生的电场将与二极管轴线垂直，但由于扰动杆的存在，本振电场将受到扰动而发生弯曲(因为场要垂直于导体表面)，产生和二极管平行的电场分量。由于结构的对称性，本振电压是大小相等而反相地加在两个二极管上，如图3-28(b)所示。第三十二页，共五十六页，2022年，8月28日图3-28混频腔内的电场分布(a)信号电场分布；(b)本振电场分布第三十三页，共五十六页，2022年，8月28日在正交场平衡混频器中，由于信号和本振的相位关系是依靠特定的空间电场分布来实现的，因此它是一种宽频带混频器。但由于使用了谐振腔，带宽要受到一定的限制，不能在很宽的频带内工作。

由于加入混频腔的信号和本振电场是相互垂直的，因而把这种混频器称为正交场混频器。

2.π/2(90°)相移型平衡混频器

1)分支线平衡混频器

图3-29(a)所示的分支线耦合平衡混频器是一种90°相移型平衡混频器，其功率混合电路采用3dB变阻定向耦合器，匹配电路和滤波电路与单端混频器相同。第三十四页，共五十六页，2022年，8月28日图3-29

π/2型微带平衡混频器(a)采用3dB变阻定向耦合器；(b)变阻定向耦合器各臂特性阻抗第三十五页，共五十六页，2022年，8月28日在3dB定向耦合器各端匹配的条件下，本振功率从端口②输入，信号从端口①输入，①端口到③、④端口的信号功率及②端口到④、③端口的本振功率都是功率平分而相位相差90°。

设信号从①、②端口加入时初相位都是0°，因传输路径相同不影响相对相位关系，故通过定向耦合器作用并注意到电路中二极管的接向后，加到VD1和VD2上的信号电压和

本振电压分别为(3-76)第三十六页，共五十六页，2022年，8月28日

可见，信号和本振部分分别以π/2相位差分配到两只二极管上，故称为π/2型平衡混频器。

二极管VD1和VD2在本振电压作用下所产生的时变电导为(3-77)(3-78)第三十七页，共五十六页，2022年，8月28日设ωS>ωL，ω0=ωS－ωL，通过VD1、VD2的电流和中频电流分别为(3-80)(3-79)第三十八页，共五十六页，2022年，8月28日可见，VD1和VD2产生的中频电流反相，因此输出到负载上的中频电流为任一二极管产生的中频电流的两倍，即

同反相型平衡混频器一样，分支线平衡混频器同样能消除本振调幅噪声，也能抑制由混频产生的部分无用的组合频率分量。(3-81)第三十九页，共五十六页，2022年，8月28日

2)平行耦合线平衡混频器

单端混频器的主要缺点之一就是由于输入定向耦合器的端口③接的是匹配负载，尽管耦合度较低，它仍会吸收一部分信号功率，同时浪费了本振功率。如果在这个端口不接匹配负载而接一个相同的混频二极管，并将耦合度设计为3dB，使得分配到两个混频二极管上的本振功率和信号功率都相等，然后将两个二极管的混频结果同相相加，如图3-30所示。第四十页，共五十六页，2022年，8月28日图3-30

90°相移型平衡混频器原理图第四十一页，共五十六页，2022年，8月28日微波双平衡混频器

1.基本双平衡混频器电路

为了进一步改善混频器的性能，又出现了一种双平衡混频器电路，即将四只二极管正负顺次相接，组成一个环路或二极管电桥，故又称为环形混频器。图3-31(a)所示为双平衡

混频器低频电路：信号电压和本振电压加到两个平衡—不平衡变换器(简称巴仑)，它们的次级与环形电桥相连，中频信号从变换器次级中心抽头引出。第四十二页，共五十六页，2022年，8月28日图3-31双平衡混频器电路(a)低频电路；(b)等效电路第四十三页，共五十六页，2022年，8月28日当四个二极管特性相同时(配对)，它们组成平衡电桥，电压加于对角端①、③两端，不会在另一对角端②、④两端出现。因此双平衡混频器具有固有的隔离度，而且工作频带很宽。下面定性地研究双平衡混频器的电流频谱。

设信号电压uS=UScosωSt，本振电压uL=ULcosωLt。若四个二极管特性相同且巴仑平衡，则每个二极管上的信号电压和本振电压都相等，其对应的相位如图3-31中的箭头所示。它们的混频电导也相等。根据小信号理论分析，考虑到电流方向与二极管极性后，求得各电流源的电流为第四十四页，共五十六页，2022年，8月28日第四十五页，共五十六页，2022年，8月28日其中：

则总电流为

iΣ=i1+i2+i3+i4

=8g1UScosωStcosωLt+8g3UScosωSt·cos3ωLt+…

=4g1UScos(ωS－ωL)t+4g1UScos(ωS+ωL)t

+4g3UScos(3ωL－ωS)t+4g3UScos(3ωL+ωS)t+…

(3-82)第四十六页，共五十六页，2022年，8月28日中频电流为

i0=4g1UScos(ωS－ωL)t

(3-83)

由此可见，输出总电流中信号和本振的偶次谐波差产生的电流都相互抵消了，只剩下由本振奇次谐波差产生的电流相加。因此输出频谱比较纯净，输出的中频电流是一个二极管的中频电流的4倍。在同样的输入信号强度下，分配到每个二极管上的功率与单平衡混频器相比小3dB，因此，它的动态范围扩大3dB。双平衡混频器不仅能抑制本振引入的中频噪声，而且当有干扰信号进入时，它还能有效地抑制互调干扰。第四十七页，共五十六页，2022年，8月28日双平衡混频器具有信号和本振隔离度高、输出电流频谱寄生干扰频率分量少、动态范围大、频带宽等优点，目前得到了广泛应用，并且在结构上仍不断进行改进。我国生产的双平衡混频器组件，如HSP30，频段为10～3000MHz；已研制出10～4000MHz宽频带、高动态范围的组件，其变频损耗约为7dB。第四十八页，共五十六页，2022年，8月28日镜像回收混频器

1.滤波器型镜像回收平衡混频器

图3-36(a)给出了镜像短路平衡混频器的微带电路图。分支线电桥的信号和本振输入端都放置了平行耦合镜像带阻滤波器，在该处它们镜像开路。由