交互式正激电路拓扑及其优点UCC28220

交互式正激电路拓扑及其优点新世纪不少公司都设计出了两相交互式的正激电路的DC/DC变换器，它的优势在于它可以充分地利用的输入滤波器及输出滤波器，减小输入电流的纹波，减小输出电流的纹波，同时使适应小功率的输入滤波扩大一倍的传送功率的能力，减少输入输出滤波电容的RMS电流，这也就提高了电源的功率密度降低了成本。UCC28220/28221即是一款专门为此设计的控制IC,现在来介绍分析其应用，并给出一款设计范例。UCC28220/28221是采用BiCMOS工艺设计制造的一款IC,共有两个独立的控制通道，采用峰值电流式控制，以确保两通道的均衡，共享一套振荡器，在同频率下工作，但驱动脉冲的相位相差180°C,两通道的最大占空比箝制可以到60%~90%.正常工作时控制在40~50%.UCC28220的起动UVLO为10V,工作于12V的Vdd之下。UCC28221为13V起动8V关断，其它特色还有可调内部斜率补偿，它可以确保以相同斜率加到每一通道。起动适用于通讯系统直接设110V内部JFET起动电流源（此技术仅UCC28221）。内部等效电路如图1。图1UCC28220/1的内部等效电路首先介绍IC各引脚功能VDD.IC的供电端子，内部有监视此电压的UVLO电路，这一特性用于确保起动过程没有误操作，直到Vdd电压达到UVLO值。此前为低功耗状态，仅要大约150uA电流，同时，强制SS，CS1，CS2，OUT1和OUT2为低电平状态。当起动后如果VDD又降到8V以下，则IC重新回到低功耗状态。V1N.(仅UCC28221).该端子内有一高压JFET用于起动。其漏极直接引出接外部高压源，而其源极接到VDD，起动过程中，JFET给出12mA电流到Vdd,给其旁路电容充电，当Vdd达到13V时，IC起动，同时JFET关断。 DDCS1及CS2此二个端子为电流检测输入，在此信号送达PWM比较器之前，内部为0.5V以下，斜率补偿的斜波加到此端子。线性工作范围为0~1.5V,每次其各自输出为低电平时，此端电平也被拉到地。SLOPE.此端设置一个电流用于斜率补偿的斜波，接一电阻到地设置这个电流，内部分成1/25后给内部10pf电容充电，在正常工作时，此端电压约为2.5V。SS.接一电容到GND设置软起动时间，给IC作软起动，从此端源出或漏入电流等于CHG端电阻设定的振荡器充电电流的三分之一或七分之一。软起动电容在UVLO及线路OV-UV时为低电平。一旦OV或UV故障出现，软起动电容放电保持低电平，故障期间，此电容不会快速放电，用此方式,控制器能快速地恢复。此端还可用于使能/禁止的控制。CHG.从此端接一电阻到地，设置给内部CT电容充电，以决定IC工作频率,再用一电阻接到DISCH端用于设置频率及最大占空比，正常工作时，其电压约2.5V。DISCH.从此端接一电阻到GND，设置内部C7的放电电流，再用一电阻接到CHG设置频率及最大占空比。正常工作时电压约2.5V。OUT1及OUT2.这是与外部MOSFET驱动器接口的PWM输出缓冲器，输出驱动能力为33mA。输出阻抗100Q。电平在VREF到GND。L1NEOV此端接内部比较器，用于监视线路电压用于过压保护电压为1.26V。L1NEUV,此端接内部比较器用于欠压，典型值为1.26V。L1NEHYST.此端控制L1NE的OV及L1NE的UV端，掌握两者窗口阈值。REF,基准电压为3.3V给两输出供电，也给IC内其它电路供电。设置短路保护为改善噪声免除推荐外部最少用0.1u电容旁路到地。IC电路介绍该器件由几个能更好地管理好两个斜率补偿的交互PWM的通道组成。电路在Vdd8V~14V电压供电下运行,UCC28221多一个JFET起动电路其它部分相同。UCC28220/28221是一款初级侧控制电路，交互地控制两个通道的功率变换，器件用于正激及反激拓扑均可，有从60%~90%的最大占空比，增加辅助驱动即可实现有源箝位控制方式，也可以采用RCD箝位或谐振式复位的正激电路，为确保两通道均衡整个变换器输出电流，使用了电流型控制，用了内部斜率补偿，它让用户可设置超过50：1范围的能力，以确保宽范围应用及小信号时的稳定。线路过压及欠压的确定在线路电压超出工作范围时，IC有三个端子处理开启，关断及软起动，过压点，欠压点及窗口阈值可以用外部电阻来精确设置。图1及图2展示出细节，

V1=Rx=R4(R2+R3)V2=V1=Rx=R4(R2+R3)V2=V3=V4-1.26x需⑴⑵⑶⑷过压，欠压的窗口，可用V2-V1及V4-V3计算，R4设置窗口的总量.下面的数值即为所求出的各元件值。VDD由于在vdd的电容中要储存所需能量，要足够的电解电容，为了噪声免除要并一支O.lu电容旁路，在多数场合，对MOSFET的驱动器的偏置电压也要接于Vdd，因此从输入电压接一串联电阻到此端用于起动(UCC28220)。 DD基准电压此端加一较大旁路电容，用于噪声免除，推荐为O.luf振荡器及最大占空比设置振荡器采用内部电容给两个PWM通道产生时基，振荡频率可从200KHz调到2MHz，占空比范围可从20%~80%。调节两个PWM频率为振荡器的1/2死，区时间亦是。20％振荡器占空比对应60%的最大占空比输出。80%振荡器占空比对应90％的最大占空比输出。设计计算公式如下：1-2x(1-DMAX(Qut；lDMAXi：0Scjkchg-xFoscrdisci-gUiMAXi'asc'iirdisci-gfout=°SCX―盂—fout=此处，Kosc=2X1OioQ/s.芯片输出的工作频率。Dmax(out)芯片输出的最大占空比限制。Dmax(osc)芯片振荡器的最大占空比输出。Fosc=振荡器频率。RcHG=外振荡器电阻设置充电电流的电阻。RDISCHG=外振荡器电阻设置放电电流的电阻起动JFET部分内部一支110VJFET放入可从36~75V通信电压作输入源，当VD达到13V时,JFET导通，作为电流源给VDD电容充电作偏置源。此时，Vdd达到13V,器件起动，驱动输出，同时JFET关断，而当VDD减到10V以下，器件输出终止。见图2。UCC28220没有此部分。软起动SS端强制一电流输出等于由Rchg设置电流的3/7提供给SS上电容的斜波,此电流等于2.5V/IChg，此斜波电压超过CTRL端上的占空比命令即允许启动，在允许的初级侧软起动迅速完成。即允许二次侧产生电压,并反馈,一旦软启动阶段完成，二次侧的闭环软起动即实现。Iss即是SS端在软起动时给出的电流。(9)电流检测电流检测信号CS1及CS2的水平为0.5V，并有斜率补偿的斜波也加到其上。电流检测信号幅度在满载时如下选择，要非常的接近最大控制电压，此系为了在短路时限制峰值输出电流时使用。输出驱动UCC28220/28221要与MOSFET驱动器接口如UCC27323/4等，不如此，则驱动能力很低，内阻约为lOOohm幅度为VREF到GND。斜率补偿UCC28220/28221的斜率补偿电路工作在逐个周期的偏置状态,两通道有各自的斜率补偿，用精密安排的相同方式以达到两路均流的目的，而不影响斜率补偿，对每个通道，内部电容用来复位使通道关闭，在PWM周期开始时，SLOP端的电流镜像进入此电容，并开发出两个独立的斜波，在通道输出从低到高时，两个通道的斜波即开始，两斜波是交替的，这些内部斜波加到电流检测端子的电压上，CS1及CS2形成到PWM比较器的输入信号。为确保稳定，斜率补偿电路必须加到每个电流检测信号的下斜率的1/5~1倍，这样再加到PWM比较器的输入。用此模式决定斜率补偿电阻的斜率。再决定斜率补偿电阻值Rseope以提供所需的补偿总量。 典型电路的结构如下。

图2UCC28221控制的交互式正激电路结构图下面我们介绍UCC28221控制的交互正激电路的设计程序。由UCC28221组成的200W通讯用DC/DC详细电路如图3。图3UCC28221组成的200WDC/DC电路功率级设计1.主功率变压器匝数比(T3及T4)第一步计算所需的变压器匝比，由最大占空比0.5，此为最低输入电压Vin(min计算如下：2.输出滤波电感的选择输出滤波电感按最坏情况的纹波电流计算，此时为最小占空比Din及最大输出功率Pout(max)(200W)输出电容的纹波电流在交互式正激电路中Lout在最大纹波电流60%时计算，对于本设计，选择3.2uH的薄型电感，为VISHAY公司IHLP5050D。J'10.6PoL，'-：T;r?

3.选择半导体功率元件Q1,Q2,D8,D9,D10,D11。在选择功率元件MOSFET及肖特极二极管之前需求出各元件的功耗。Psemi假设效率为85％，为实现设计目标，要预计一下各元件功耗，每个元件应小于总功耗的1/6按下式求出为5W。4.功率MOSFET的选择（Q1,Q2）寻找合适的MOSFET以实现效率目标，需要计算和试验。下面公式将帮助你估计MOSFET的漏源电压，即MOSFET在ON及OFF时的损耗，Pgate为驱动损耗，Pcoss为MOSFET输出电容带来的损耗，综和在一起，对本设计我们选择VASHAY公司的SVM65N20-30,这是一支200V的功率MOSFET,按其参数计算出的损耗约6.8W。OUTtmax)啊(min}OUTtmax)啊(min}5.输出整流的选择（D8,D9.D10,D11）功耗预计给出的输出部分为16.4W，下面几个公式给出输出整流器的最大反向电压。V 二极管的功耗P 二极管正向压降为0.75V，按下面公式计算D（MAX） D（MAX）出为12.5W,萧特基能承受的反压为85V。D(max)JT©12XD(max)JT©12Xai26.展示交互正激变换器的意义两组交互式正激变换器即两个相差180°C的正激电路，两个关键的意义即是减少输入及输出电容上的纹波电流，图4所展示的输入输出电容的纹波电流波形系在50％占空比时。输入电容Cin需要滤掉变压器电流的AC成分，输入电压电流（ICIN）是直流输入电流Iin。少于两变换器电流（Itl+It2.由于占空比D约50%。变换器负载的总电流接近DC输入电流，输入电容仅需要滤掉输出电感折返回的电流及变压器磁化电流。输出电容Cout需要滤去电感的交流电流，交流电流是直流负载电流减去两电感的纹波电流（I1+I2在50%占空比时两电感电流相位差180°C，两只电感电流波形对称，其总和刚好为DC。所以滤波电容可不用滤去电感的交变电流，从而可以少用电容，纹波电压也明显地减小。输入输出电容的纹波电流会随占空比变化，占空比低于50%时，输入电流变为断续。输出电感纹波电流也不如上述对称，电感纹波电流也不能除掉，为此交互正激设计师要注意,以便选择合适的电容。7,输出滤波电容的选择选择输出滤波电容很像单端正激电路的选择方法,要满足输出纹波的需要,取决于电感的纹波电流总量。在最坏情况下计算，图4展示出电容电流纹波与电感电流纹波之比随占空比的变化。在本设计中,占空比从0.25变到0.5最坏情况出现在0.25占空比处,对于本设计，纹波电流在最坏情况为4A。

㈣-肿』ILQL!T下面公式用于选择输出电容的大小，及其允许的最大ESR对本设计为21mQ。最小电容为12uf。ESR-"己:一0021q占fGOUTf=&八爲e*＜；f=&八爲e*＜；*7=12订对输出电容RMS电流的计算，可以直接按下式计算:8.输入滤波电容的选择(C4,C14,C16)选择输入滤波电容更为简单，它只取决于输入的纹波电压及纹波电流，下面公式及图5展示出输入电容的RMS电流与占空比的关系。在本设计中，D从0.25变到0.5从图1可得出最坏情况在D为0.25时，此时，RMS电流为3A。下面公式用于选择允许的最小输入电容，(下面公式用于选择允许的最小输入电容，(C1N)及最大ESRcin.允许VrippleW30%的V1N(min),峰值输入纹波电流Ipeak(ci为8A。允许的ESR为135mQ。PEAK(crn)选择最小输入电容需要计算占空比D，RMS电流是在峰值处。对于本设计最大纹波电流出现在占空比为0.25处。12uF的电容即可满足要求。'■'cutxD■'curna2a'■'cutxD■'curna2afifD£0.5P'CU7XD■'curi■-Da"RFFLEJpX'SRipPLEiin}XifD>0.59.功率变压器的设计.为了让变压器复位，采用了自谐振技术。为在此复位技术下工作，需要输入磁化电感（LM）。还要找出变压器开关结点处整个的电容。下面的计算用来求出开关结点的电容及允许的励磁电感，CD是参照输出整流二极管的结电容给出的。（Dll）.Cpcb为估算的印板电容，CTR.CTR为内部变压器绕组间电容，为计算功率MOSFET的平均源漏电容，需要其数据表的Coss，电容及漏源电压。在36V时，V的平均电容C。整个计算为1.6nf整个励磁电感54uH。为简化设计，DSoSS我们用Payton公司的50863,其匝比为1.4励磁电感为35uH。厂 DIODECd~^~C逢—価pFCTr-WOpFc _2xC x卜唤曲\： 1-DSJarf.+CpUS十“丁R+^CSSi.avgi10.斜率补偿电阻R2的选取.为满足电流互感器的功率需要，选择1:50匝比用于设计。为确保环路稳定，电感部分的下斜率（Islope）需要增加电流检测信号。UCC28221.PWM控制器有一个内部斜率补偿，它可以用一支外接电阻来设置，（Rslope）.一旦电感电流下斜率计算出来，Islope需加入的电流检测信号亦即可以计算出来，加的电流检测信号的总量电压也可算出，于是Rslope即可求出。^SlCPE=^SLOPE乂3CS*^SENSEn-R?_ 2AV SE HO疔八"e*J11.电流检测电阻的选取（R13及R15）需要计算出输出滤波电感的折返参量,变压器励磁电感电流I，对此设计基于变压器磁化电流及折算的变压器电感电流。M需要此电阻值为5.25ohm。12.电压环路补偿.图5示出功率变换器的控制方框，为补偿电压反馈的环路.(T(s))要了解功率级输出增益控制的小信号特性(Gcocs以及补偿网络的小信号特性(Gc(s))还有光耦的Gcocs。7"(吕)=Gc(s)xGopto(s)x图图5电压环的补偿补偿网络由TL431用作运放的R36,R39取样电阻补偿回路R35,C31及C29，它们都做为反馈环路，设置的电压分压器需预选R37以及TL431的基准电压值。Gg⑻-20乂logiGp⑸I)光耦通常用于隔离边界处从输出到输入部分的通迅。当然这些都不是理想器件，而且都会影响到整个环路补偿，但光耦的小信号特性看上去还比较理想，光耦在这里的小信号特性Gopto有一对极点fp其在50KHz处且Q值为1,这取决于在设计中所用的光耦品种及工作点。宅品卄ih 1 .小&QPTQdE⑶=20XlOglGcO(S)下面公式描述了TL431的反馈补偿的小信号传输函数GC(S)。.L ISX-RFX-Cz+1)%、呂x-[Qz；XR,X|sx-x-Cp+耳翻-20xlog|Gs(s))其中，Rf=R35,Rl=R36,Cz=C31,Cp=C2。通常电压环需要跨过fc并低于开关频率的1/6,还要位于光耦之下(fp)该变换器设计的跨越频率fc为8KHz,完全满足需要。为选择反馈电阻RF,需要计算控制到输出的增益.Gcodb(S1)及光耦的增益.Goptodk(S且，要复盖频率fc

为保证至少45°C的相位移动（PM），要加一零点在补偿环中位于需要的复盖频率，此由补偿网络的电容C2选定。G31- ———帀G.8<lF为保证环路稳定，另一个极点要加到开关频率的1/2处以确保高频增益，这可以用选择极点电容Cp来完成。C31- =220pF2X7Tx书X片图6和7展示出电压环（Tdb（s》的功率变换器的频率响应，其在最低及最高输入电压以及最大负载时测得。从图可见，功率变换器的电压环在最低输入36V时有大约7KHz的复盖频率，此处相移为42C，在最高输入电压75V时，电压环的交叉在9KHz处，此处相移为46C。VOLTAGELOOPFREQUENCYRESPONSEV,rj=36VJPOUT=2D0Weo-24-3G-48-SO100100010000100000图6VOLTAGELOOPFREQUENCYRESPONSEV,rj=36VJPOUT=2D0Weo-24-3G-48-SO100100010000100000图6