第二章TFT操作原理

第二章TFT操作原理第一页，共一百一十一页，2022年，8月28日第一节极性反转及其必要性1、什么是极性反转2、为什么可以极性反转3、极性反转的必要性4、像素阵列反转的方式第二页，共一百一十一页，2022年，8月28日1、极性反转施加在液晶分子上的电场是有方向性的，若在不同的时间，以相反方向的电场施加在液晶上，即称为“极性反转”。在大部分的情况下，电极间距为常数，电场的方向对应到电位差的正负号，因此“极性反转”也意味着：对液晶施加正负号相反的电位差。第三页，共一百一十一页，2022年，8月28日2、为什么可以极性反转首先来看液晶分子在电场中的电偶极力矩的情形，与第一章不同的是电场方向相反，因而电偶极的方向也是相反的，所以所产生的力矩和，却因负负得正而保持原来的转动方向，有差别的地方，在于电场方向不同时，液晶分子上的电子云不同而已，力矩和的大小并没有改变，因此极性的方向并不会影响力矩对液晶分子的作用，所以可以利用“极性反转”的方式来驱动液晶而不影响其排列与穿透度，由第一章液晶分子在电场中受到的力净力矩可知，液晶分子在电场中的力矩与电场的平方成正比，这个力矩用来克服液晶的弹性，以控制其排列方式，进而控制穿透度，当电场大小固定时，即使电场的正负极性改变，液晶分子上的电子云分布可立即反应，因此可视为是处在一个平衡状态下。第四页，共一百一十一页，2022年，8月28日电场方向相反时长轴和短轴方向上的所受的力矩第五页，共一百一十一页，2022年，8月28日驱动电压的均方根当电场大小改变时，受到液晶的弹性与粘滞系数的影响，液晶的反应会视电场改变频率而定。在此先讨论电场改变频率很快，液晶来不及改变其排列方式的情况。在这样的情况下，液晶的排列，会由其所受的力矩在时间上的平均值来决定，而力矩与电场的平方成正比。对力矩作时间平均，其实便是对电场的平方作时间平均，穿透度直接对应到液晶的排列，电场直接对应到驱动电压，因此，穿透度与驱动电压的均方根相关。平均力矩

其中t为时间，为力矩的时间函数，而由于力矩与电压平方成正比，得到的电压均方根第六页，共一百一十一页，2022年，8月28日的计算公式

其中

为电压的时间函数，T为

为例，其均方根值为的变化周期，以下图（1）若周期T甚小于液晶的反应时间，以该图的电压波形驱动液晶，其分子排列与穿透度，会以大小1.354V的电压来驱动液晶的情况是相同的。第七页，共一百一十一页，2022年，8月28日3、为什么必须极性反转既然液晶的驱动与电压大小有关，而与其正负号无关，是否只要用正电压或负电压来驱动液晶即可？答案是不行的，必须以“极性反转”的方式来驱动，其原因有两个方面。（1）配向膜的直流阻绝效应为了控制液晶在未施加电压时的排列状态，在夹置液晶的基板表面上，涂布一层如聚酰亚胺（PI）的有机材料薄膜，并以绒毛滚刷或紫外线照射，以在材料上形成沟槽，以强迫将表面上的液晶分子，固定在所需的排列方向上，这层具有沟槽的薄膜，即为取向膜，因此，施加在电极上的电压，是透过取向膜才施加在液晶上的，如图所示，这样的结构的等效电路可视为是三个电容的串联，而且，取向膜与液晶并非是理想的绝缘体，本身仍会有一个高电阻值，因此，完整的等效电路也将串联电阻考虑进来。第八页，共一百一十一页，2022年，8月28日基本电阻公式为其中ρ为电阻率，d为电流方向的距离，A为与电流垂直的截面积，与电容一起考虑等效电路，一般而言，取向膜的厚度约为液晶的1/100，相对介电系数则差不多，电阻率则约高于液晶的100000倍，因此：我们知道，电容的阻抗

在施加直流电压角频率

的情况下故电容的阻抗甚大而可以被忽略，所以液晶上的跨压

几乎为施加电压的两千分之一。第九页，共一百一十一页，2022年，8月28日也就是说，以直流方式驱动液晶，绝大部分的电压差会产生在取向膜上，无法改变液晶分子的排列，因而也不能控制光阀。相反地，在施加交流电压的情况下，若频率很高，电容的阻抗反而会小于电阻，而可以忽略电阻的效应，此时液晶上所跨的电压，几乎等于施加电压在电压施加的瞬间之后，取向膜与液晶上的跨压随时间的变化情况，则视电阻电容值而定，会以近似指数的形式趋于0，以一般的液晶而言，其时间常数约为200秒，而且，此变化与液晶面积大小无关。第十页，共一百一十一页，2022年，8月28日

由以上的讨论，可知液晶不能只以直流驱动，而必须以高于1/200Hz的频率做交流驱动，在正常的情况下，考虑到液晶与人眼的反应时间，并不会以这么低的频率操作，所以并不考虑这个效应，但是，当电极并不直接与液晶接触时，直流阻绝效应便可能发生，在开发新的阵列或彩色滤光片的制程结构时，要注意避免这个效应。第十一页，共一百一十一页，2022年，8月28日（2）可移动离子与直流残留在液晶的制程中，由于无法将液晶完全纯化，不可避免地会在其中残留一些可移动离子，如图所示，在施加电压时，会受电极上与其极性相反的电荷吸引而向电极移动，施加的极性相反，离子运动的方向也跟着相反，若是施加电压的平均值为零，可移动离子向两个电极的移动会相互抵消，所以净距离也会为零，然而，当施加电压的平均值不为零时，离子会趋向其中一个电极运动，一直移动到液晶与取向膜的界面，而被攫取在此界面上，这些被攫取在界面上的带电离子，会与另一电极上相反极性的电荷形成内部电场，这个内部电场会与外加电压形成的电场加成，而一起影响液晶的排列与穿透度，使得T-V曲线改变，即使完全不施加电压时，液晶的排列也会因内部电场而变得与原始排列状态不同，这样的情况，即被称为“直流残留”。第十二页，共一百一十一页，2022年，8月28日直流残留最明显的效应是，以TN型液晶显示器为例，若以直流电压驱动，白底部分不需加电压，黑色图案部分则需施加电压，经过一段时间后，施加电压的黑色部分，离子已被攫取在界面上，而未施加电压的白色部分，离子并未向界面移动，此时施加相同的电压，原本期望会显示出灰阶相同的全灰色画面，但黑色部分由于直流残留的内部电场而改变了施加电压的效果，在灰色画面中可以看出之前的画面图案，也可以说是前一画面留下了残影，这样的现象是不希望在显示器中发生而要极力去避免的。第十三页，共一百一十一页，2022年，8月28日为了避免直流残留发生，必须使施加电压的平均值为零，第一步便是使驱动电压要有正极性和负极性的，也就是极性反转，这是极性反转的第二个原因。不仅如此，除了要有极性反转之外，还要使正负极性的平均值相互抵消，换言之，所施加的电压不能有直流的成分，不管直流的成分是正是负，都会造成直流残留，而且，直流的成分愈大，产生直流残留的时间就愈短，效应就越明显，以下图电压波形为例，计算其平均值：第十四页，共一百一十一页，2022年，8月28日

我们知道，液晶上的电压＝像素电压－共电极电压，真正决定液晶排列的是液晶上的跨压，所以要使施加电压的平均值为零，有两种做法，一是改变所有像素施加电压，以上图波形为例，可将所有电压降下0.5V，得到电压平均值：第十五页，共一百一十一页，2022年，8月28日顺便计算其均方根值：

（2）比较（1）和（2）式发现，虽然将所有电压降下使平均值改变了0.5V，方均根值却只差了0.096V，比平均值的改变小了5倍，可知方均根的效应，有降低电压绝对误差的效果。第二种做法，是改变共电极电压在上图波形中，皆是以0V为相对参考点，若是将共电极电压参考值由0V改为0.5V，电压平均值为：其结果与第一种做法中的平均电压结果相同，这就是公共电极电压补偿的观念，在以后的章节中会进一步讨论相关内容第十六页，共一百一十一页，2022年，8月28日4、像素阵列反转的方式如上面所述，每个像素液晶本身必须以极性反转的方式来驱动，但就像素阵列而言，在阵列中的相邻像素，却不一定要以相同的极性来驱动，因此常见的像素阵列极性反转的方式有图框反转（帧反转），行反转，列反转和点反转等四种。在一个图框开始写入之前，如果整个图框上的像素所储存的电压极性都是相同的，即称为图框反转；若是同一栏（列）上的像素所储存的电压极性都是相同的，且左右相邻的栏上的像素所储存的电压极性相反，即称为栏（列）反转，若是同一行上的像素所储存的电压极性都是相同的，且上下相邻的行上的像素所储存的电压极性相反，即称为行反转，若是每个像素所储存的电压极性，都与其上下左右相邻的像素所储存的电压极性相反，即称为点反转。第十七页，共一百一十一页，2022年，8月28日TFTLCDsDrivingMethodColumnInversionDotInversionRowInversionFrameInversion第十八页，共一百一十一页，2022年，8月28日第二节充电

依据TFT的操作方式，除了时间上的先后顺序外，对于每一行或每一个像素而言，其动作都是一样的，即“充电”－“保持”－“放电”（反充）－“保持”－…。本节首先来详细讨论“充电”的过程。1、充电电流2、充电时间3、驱动电压的范围第十九页，共一百一十一页，2022年，8月28日

由公式，就一个特定液晶电容而言，其电容值是已知的，其操作电压范围也是已知的。TFT的操作，即是以一电流，在小于特定的充电时间内，将所需充电的像素电容，充电或放电的电压范围，因此，就充电而言，要求：

以下就电流，充电时间和电压范围加以详细说明。第二十页，共一百一十一页，2022年，8月28日1、充电与放电电流像素电位的设定，在显示器运作的过程中，并不是由零电位开始（只有刚开机时才是），而是由前一次更新时所设定的电位开始，由上节的讨论可知，所要设定的像素电位，其极性需与前一次更新时所设定的电位极性相反，当前一次的极性为负时，所要设定的电位极性便是正的，因此，需要对液晶电容做“充电”，而当前一次的极性为正时，所要设定的电位极性便是负的，此时便需要对液晶电容做“放电”。在TFT-LCD的操作中，无论充电或放电，都是将TFT的栅极设定在一个电压以使其导通，来提供所需的电流，将像素电位设定到与数据线（资料线）上等电位，在这个充放电的过程中，数据线上的电位是对应所要显示的灰阶而设定在一定的电压，由数据驱动IC的输出端来对数据线第二十一页，共一百一十一页，2022年，8月28日

与像素电极充放电，而像素电极上的电压，会随着充放电的过程而逐渐接近数据线上设定的电压值，由充电电流公式（补充），可以知道，随着像素电极电压值接近数据线的电压值而使得变小，充放电的电流也会跟着降低，而并不是以定电流对像素电极充放电。另外，在前面，都是以较低电位作为源极电压，而以较高电位作为漏极电压，而资料线对像素电极充放电，并不一定总是资料线较高。来比较一下充电和放电两种情况，当放电时，前一次的像素极性为正，而资料线上所设定的电位极性是负的，因此，像素电极为漏极电压，而资料线电极为源极电压，由于放电过程中资料线电压为定值，所以栅极－源极电压亦为定值。而当充电时，前一次的像素极性为负，资料线上所设定的电位极性是正的，因此，像素电极为源极电压，而资料线电极为漏极电压，由于像素电极会随着充放电第二十二页，共一百一十一页，2022年，8月28日

过程而增加而并非为定值，所以栅极－源极电压会因为源极电压的增加而变小，造成充电时电流降低的情况，要比放电时严重，因而需要更充足的充电时间。基于此，设计时需要考虑这个问题。第二十三页，共一百一十一页，2022年，8月28日2、充电时间以一个有M条水平行的显示器而言，每个行上的开关，最多仅会开启整个画面更新时间的1/M，画面更新频率越快，水平扫描线数越多，则充电时间越短，举例而言，画面更新频率为60Hz，而有1024条水平扫描线，则每行的开启时间为1/60/1024=16.3微妙，然而，事实上，真正的充电时间并不到16.3微妙。首先配合视讯资料的传送时间，在完成一次画面之后，下一个画面的资料并不会立即送到面板，而会留下一段空白的时间；类似的，在完成一列像素资料写入之后，下一个像素资料写入并不会立即进行，亦会留下一段空白的时间，这个空白的时间需依所采用的视讯系统标准而定，如图为某一种视讯标准，定义出各图框与扫描时间的长度，由表中可查知每条扫描线的时间为15.6微妙，略小于16.3微妙，对应到相当于1066条扫描线的时间。其次，由于信号的延迟效应，需要提早发送关闭信号，使真正有效的充电时间缩短。第二十四页，共一百一十一页，2022年，8月28日第二十五页，共一百一十一页，2022年，8月28日3、资料驱动IC的电压范围前面章节中，我们说明了TFT-LCD的灰阶设定方式，资料驱动IC需要精确控制电压来设定灰阶，举例而言，6-bit（26＝64灰阶）驱动所需的最小灰阶控制电压，约为30mV左右，而8-bit（28＝256灰阶）驱动所需的最小灰阶控制电压，约在8mV左右。当然，这个最小电压与液晶的电压－穿透度特性有绝对的关系。资料驱动IC需要提供这样微小的电压控制，所以一般把资料驱动IC视作类比型的IC。在实际的TFT-LCD中，为了要达成极性反转，以一般的液晶需要5V驱动为例，会把共电极的电压设定在5V左右，正极性的电压设定在5－10V，而负极性的电压设定在0－5V，因此，资料线上最大的充电电压范围为0－10V，当然，这个范围会随所使用的液晶驱动电压而稍有不同，如IPS模式和MVA模式的液晶便需要较大的电压，其资料线上最大的充电电压范围将扩大为0－14V左右。第二十六页，共一百一十一页，2022年，8月28日共电极电压调变利用“共电极电压调变”的方式，可以降低资料驱动IC的输出电压范围。其操作原理说明如下：当液晶像素需要写入正极性时，将共电极电压设定在0V左右，此时，资料驱动IC的输出电压，依灰阶不同而在0－5V的范围内，即可将画素电压设定在+0V至＋5V的范围，而当液晶像素需要写入负极性时，将共电极电压设定在5V左右，此时，资料驱动IC的输出电压，依灰阶而不同，但也在0－5V的范围内，例如，要在像素电极写入－0V，则将资料驱动IC的输出电压设定在＋5V，如此，像素电压＝资料线上电压－共电极电压＝（5－5）V＝－0V；要在像素电压写入－5V，则将资料驱动IC的输出电压设定在＋0V，如此，像素电压＝资料线上电压－共电极电压＝（0－5）V，因而即可将像素电压设定在－0V至－5V的负极性范围，如图所示，前一幅图为直流共电极驱动第二十七页，共一百一十一页，2022年，8月28日

方式，资料驱动IC的输出电压范围大，而后一图为共电极驱动方式，可将资料驱动IC的输出电压范围缩小为直流电压驱动的一半。V0V1V2V3V4V5V6V7V7V6V5V4V3V2V1V01Frame/1Line第二十八页，共一百一十一页，2022年，8月28日V0V1V2V3V4V5V6V7V7V6V5V4V3V2V1V0第二十九页，共一百一十一页，2022年，8月28日共电极电压范围为了使液晶电压正负极性对称以避免直流残留效应，共电极电压应设定在资料线电压的对称中心，然而，由于寄生电容效应，使画素电压在TFT关闭时，受到栅极电压变化的影响，而偏离由资料线所写入的电压。为了补偿这个电压变化，共电极电压会调校到比资料线电压的对称中心低的电压值，若资料线电压的电压范围为0－10V而对称中心在5V，直流共电极电压一般会设定在4.8V左右，亦即有－0.2V左右的共电极电压补偿，若此补偿设定的不对，会产生直流电压和直流残留效应，因此，在共电极电压调变下，共电极电压应该在0和5V之间交互切换，但此时同样也要考虑电压耦合效应，因此要修正共电极电压补偿至－0.2V和4.8V的切换第三十页，共一百一十一页，2022年，8月28日扫描驱动IC的电压范围由上面的讨论，每条扫描线只开启一小段时间，在这段TFT打开的时间内，需要提供足够的电流来对画素电容充电，所以要使栅极－源极电压大于TFT的截至电压到一定程度，这个电压的设定会与所用栅极绝缘层和所设计的TFT尺寸有关，一般而言，栅极－源极电压通常会设定到10V以上，而我们知道，TFT是以较低电位作为源极电压Vs，而以较高电位作为漏极电压Vd，因此在TFT-LCD操作时，栅极－源极电压并非定值，有可能源极电压Vs和漏极电压Vd都在接近10V的情况，所以栅极电压Vg通常会设定在20V以上，以使大于10V。另一方面，为了关闭TFT，需使栅极－源极电压小于TFT的截至电压，在共电极直流电压驱动时，源极的最低可能电压为0V，栅极电压要设定在0V以下；而在共电极为电压调变驱动时，画素电压可能会被下拉至－5V，因此，栅极电压要设定在－5V以下。第三十一页，共一百一十一页，2022年，8月28日第三节电位保持

在完成充放电的动作之后，即将TFT关闭，直到下一次再被扫描线打开，一般扫描线的重复频率为60Hz，对应到电位保持的时间为16.67毫秒，理想上，画素电位在充放电期间设定后，可以一直保持在所设定的电压，但实际上，像素电压由于会受到两大主要因素的影响，而使得所设定的电压有所变化，而造成液晶电容上所施加的RMS电压值改变，影响到穿透度。这两大因素就是漏电流和电容耦合效应。本节先来讨论漏电流对电位保持的影响。电位保持的考量，就是要确保漏电对电位和穿透度的影响程度，要小于“可以接受的范围”。关于这个“可以接受的范围”，最终的根据，是使用者不能看出显示的缺陷。但由于许多视觉效应的影响，并没有办法做明确的规定。一个相对比较可观的的参考设计规格，是视讯资料信号的最小电压差别。如6位的显示器资料驱动最小信号差别是30mV，而8位的则为8mV。第三十二页，共一百一十一页，2022年，8月28日漏电对电位造成的影响，要求漏电流，在下次写入的电压保持时间内，在保持画素电压的画素电容上的电压变化，不可大于驱动信号的最小电压差别，因此就电位保持而言,要求：其中保持时间，液晶电容以及电压的变化都可认为是已知的，那么引起像素电压变化就和漏电流有关，该漏电流是指从液晶电容的像素电极而产生的漏电流，产生漏电的途径有许多条，这里先来讨论最重要的两条漏电途径，即液晶电容本身的漏电和TFT的漏电。第三十三页，共一百一十一页，2022年，8月28日一、漏电的途径1、液晶电容漏电纯净的液晶材料本身的阻值很大，可视为绝缘，但液晶材料在合成，储存和填入的玻璃间隙过程中，往往会有杂质掺入，而导致其电阻降低，考虑这个电阻效应，可将液晶电容的等效电路，再并联上一个电阻，如在电路中我们已经知道，对于电容上的电位

会以指数的方式下降：

第三十四页，共一百一十一页，2022年，8月28日其中

为一开始液晶电容上储存的电压，t为时间。

假设液晶电容平行电极面积为

，间距为

，介电常数为

，液晶阻值

，那么时间常数

为

一般液晶的介电常数约为3~12左右，在早期液晶制程不成熟的时候，液晶阻值会低到，假设液晶电容存储的电压是3V，此时液晶的介电常数为7，计算在这样的情况下的时间常数，得到：第三十五页，共一百一十一页，2022年，8月28日

在16.67毫秒的保持时间内，液晶电容上储存的电压依公式计算，会变成产生了0.7V的差别，因而会造成穿透度的明显变化。

现今的液晶制程已十分成熟，液晶阻值可以提高到左右，因而时间常数可提高到6.2秒，液晶电容上储存的电压在16.67毫秒的保持时间内变成所产生的电压变化，只有8mV，便可以符合电位保持的要求。第三十六页，共一百一十一页，2022年，8月28日2、TFT的漏电另一个可能的漏电途径，是作为画素开关的TFT，TFT在栅极施加负电压的情况下，仍会有安培的漏电流以一个对应到17吋的次画素大小为例，其液晶电容约为

TFT漏电流所造成的存储电压变化为：由这样的漏电流所造成的电压变化范围，看来恰在可接受与不可接受之间，要注意TFT的漏电流也象开电流一样，并不是定值，而会随着栅极-源极电压和漏极-源极电压而变，另外要注意的是，当TFT面板实际操作时，是一直就

处在受到背光源照射的情况，当非晶硅材料被光照射的第三十七页，共一百一十一页，2022年，8月28日

时候，会产生电子-空穴对，造成漏电流增加，这样就无法满足电位保持的要求了。3、漏电路径的比较

液晶电容的漏电路径，是由画素电极漏电至共电极，而TFT的漏电路径，是由画素电极漏电至资料线，因此，前者的漏电，所造成的一定会是施加在液晶电容上的电压变小，会使得显示器的对比降低，而后者的漏电，却会与资料线上的电压有关，资料线上电压随着视讯信号和极性反转而设定，使显示器产生垂直串音的现象。

第三十八页，共一百一十一页，2022年，8月28日二、存储电容

降低液晶电容和TFT的漏电流，当然是使电位保持最直接有效的方法，问题是，如果材料上和制程上都已尽力降低漏电流，但仍无法满足电位保持的要求时，是否还有其它方法来进行电位保持呢？举例来说，如果有会漏水的水桶和水龙头，如何保证这个水桶的水位呢？可以和这个水桶再连通一个不会漏水的水桶，这个再连通的水桶，可以帮助再储存水，在相同的漏水情形下，可以帮助保持水位。第三十九页，共一百一十一页，2022年，8月28日第四十页，共一百一十一页，2022年，8月28日

同样观念，可以用来帮助保持电位，亦即和液晶电容并联一个不会漏电的电容，因为这个电容是用来帮助存储电荷的，所以这个电容被称为“存储电容”。举例来说，如果0.288pF的液晶电容，再并联上0.288pF的储存电容，那么即可使漏电流所造成的电压变化量减小，增加电位保持的能力。这样看来，存储电容是否大一些较好呢？事实并非如此。第一，存储电容的增加意味着占用像素电极ITO的面积越大，且存储电容的部分是不第四十一页，共一百一十一页，2022年，8月28日

透光的，如果存储电容放的越大，便会有更大的面积的光被遮去，而使得开口率下降。第二，存储电容是和液晶电容并联的，在充电时，需要对两个电容同时充电，存储电容太大会使得两个并联电容增加而导致充电能力不足。

存储电容是影响TFT-LCD面板特性的重要因素，如何适当的设计存储电容的大小是一项非常重要的课题。第四十二页，共一百一十一页，2022年，8月28日1、存储电容参考电位的选择方式存储电容的一端是像素电极，而另一端的选择即参考电压可以与液晶电容相同，也可以另外选择其他的电极，不同的选择是否会影响存储电容的功能呢？看下图，和上页图比较，不同的地方在于存储电容的底部高度不同，但底部高度都是固定的，只要在操作时，水位的变化不低于底部的高度，是不会影响到其帮助保持水位的能力，因此，对应到存储电容，其参考电压的选择只要固定，就不会影响其帮助保持电位的能力。第四十三页，共一百一十一页，2022年，8月28日第四十四页，共一百一十一页，2022年，8月28日（1）上板共电极与下板共电极

（2）储存至另一个固定电压

所有的液晶电容都是夹置于下板的像素电极和上板的共电极之间，一般如果存储电容也参考至公共电极，而其公共电极却处于下板的最下层，因此上板共电极与下板共电极，由于液晶的阻隔，在画素阵列中，并不会直接相连在一起，必须在画素阵列之外，以导电胶将上板与下板的共电极连接起来。

除了和上板电极连通以外存储电容也可以参考至另外一个固定电压，这样，参考电极仍然会处于下板的最下层，只是不与上板电极相连接，而是由系统另外提供一个电压。第四十五页，共一百一十一页，2022年，8月28日（3）储存至相邻扫描线

无论是参考公共电极还是另外的固定电压，都必须在画素中另外布上共电极线，连接到画素阵列之外。既然存储电容要求参考到一个“固定”的电压，可以考虑扫描线是否能够作为参考电极，扫描线在绝大多数的时间都是固定的，只有被扫描的那一刻会有波动，那么这一小段“不固定”的部分，对电位和穿透度的影响程度，如果小于可以接受的范围，那么扫描线就是可以充当存储电容的参考电极的。一般而言扫描线的线数越多，扫描线开启的时间比例越低，对画素电压所造成的影响就越小，因此，这种方式对于高解析度的面板而言是可行的。第四十六页，共一百一十一页，2022年，8月28日(a)参考至公共电极

(b)参考至固定电压(c)参考至相邻扫描线

第四十七页，共一百一十一页，2022年，8月28日三、其它的漏电效应

还有一些漏电效应，是因为制程上的不良所造成的漏电，这些漏电会造成显示器上的缺陷，由于缺陷发生的位置只在面板上的画素点上，故称为点缺陷，点缺陷的类型主要有：1、漏电至扫描线如果画素电极漏电至扫描线，画素电极会因为此漏电而接近扫描线上的电压，由于扫描线上的电压在大部分的时间，是设定在使TFT关闭的电压扫描线上的电压会比共电极电压小5V以上，所以画素电压会比共电极电压小5V以上，就常白模式而言，这个画素会成为一个暗点，反之，就常黑模式而言，这个画素会成为一个亮点。第四十八页，共一百一十一页，2022年，8月28日2、漏电至共电极如果画素电极漏电至公共电极，画素电压会因为此漏电而接近共电极的电压，所以，施加在液晶电容上的电压，会因为画素电极接近共电极电压而变为0V，就常白模式，该点会成为一个亮点，就常黑模式而言，这个画素会成为一个暗点3、漏电至资料线如果画素电极漏电至资料线，由于资料线上的电压是随视讯信号以及极性反转方式而定，画素电极不一定会变大或变小，所以这种形式的点缺陷，不一定是亮点或暗点，而是会变化。第四十九页，共一百一十一页，2022年，8月28日4、画素之间的漏电如果是画素之间的彼此漏电，则与其相关位置不同与漏电程度而有所差异，如果是上下相邻的画素，在漏电严重的情况下，上方的画素会在其扫描线关闭后，而在下方扫描线打开时，受到下方资料线视讯信号写入，变成与下方画素一起联动，而下方画素则因为液晶电容和存储电容加倍而可能充电不足。如果是左右相邻的画素，其扫描线是一起开闭，与漏电至资料线的情况相似，缺陷不一定一直存在。第五十页，共一百一十一页，2022年，8月28日第四节电容耦合效应1、电容耦合原理先看一个例子。假设有4个水杯，各个水杯是连通的，忽略连通管的体积，一开始各个水杯是静止的，各水杯的水面高度是相同的，在某个瞬间，将其中一个水杯提高，由于被提高的水杯水位比别的水位高，水会向其它水杯流出而使该水杯的水位下降，其他水杯则会因为水流入而使水位上升，最后，各水杯中的水位会再度相同，但是现在的水位比操作前是向上提升了。第五十一页，共一百一十一页，2022年，8月28日第五十二页，共一百一十一页，2022年，8月28日计算方法1：按照图中举例的数字，计算一下水位最后的变化量：在水杯中所储存的水量为Q，等于水位高度乘以各水杯底面积值，即：假设B向上提升了20cm，最后的水位为X，此时，所有水杯储存的总水量为：由于没有水流入或流出的路径，因此，提升前后的总水量是相同的，则有：第五十三页，共一百一十一页，2022年，8月28日可得：计算方法2：更简单的计算方法可以直接确定水位的变化量：在变化过程中，只有底面积2m2的水杯提高了20cm，比原水位高的水量是：这些水量再分配到各个水杯中，使各个水杯的高度增加了：第五十四页，共一百一十一页，2022年，8月28日

在上面的计算过程中注意到，如果要知道水杯中水量的总和的话，需要知道每个水杯杯底的高度，但如果关心的只是水位的变化时，其实并不需要知道每个水杯杯底的高度，因为即是杯底高度不同，只要是固定的，就不会影响水位的变化量，而且如果把刚才的动作反过来，即把水杯往下降，计算方法也是一样的。

结论：无论上升还是下降，在这个过程中，有两个特点值得注意：第一，在变化前后，总水量是不变的。（水量守恒）第二，在变化前后，无论底部在那里，无论面积是多少，水位高度总是会达到一致。第五十五页，共一百一十一页，2022年，8月28日2、电容耦合效应将上述原理运用于电路中，以水位代表电位，水量代表电荷量，看一下图中的情况，图中各个电容的其中一个电极是连通的，一开始在各个电容上的电压是固定的，因此，在连通的电极上电位是相同的，在某个瞬间，将其中一个电容的另一个电极电位降低，由电路学中我们知道，电容上的电压必须是连续的，在此瞬间，被降低电极电位的电容，在连通电极上的电位比较别的电容在连通电极上的电极低，而连通电极上的电位应该是要相等的，因此，电荷会自其它电容流出而使电位向下降，被降低的电容电位则会因为电荷流入而使电位向上升，最后，联通电极上的电位会再度相同，但电位会比原来的情况向下降低了。第五十六页，共一百一十一页，2022年，8月28日以图中所举的数字为例，在电容上所储存的电荷Q，等于电容上的跨电压V，乘以该电容值C，所以，连通电极上储存的电荷总量为：假设电压下降了20V，最后的连通电极电位为X，连通电极上储存的总电荷量为：第五十七页，共一百一十一页，2022年，8月28日由于电荷没有流入或流出的路径，共同连通电极上的电荷不会增加或减少，因此，电压B下降前后的连通电极上储存的总电荷量是相同的，即：所以：

除此以外，也可仿照上面直接计算电荷变化量：电容值2pF的电容下降了20V，比原电位时的电荷量变化了第五十八页，共一百一十一页，2022年，8月28日这些减少的电荷量会再分配到各个电容中，使各个电容在连通电极上的电位变化了这种情况就叫做“电容耦合效应”，可以看到，电容耦合效应的的前提是“电荷量守恒”，电荷没有流入或流出。一旦电荷有流入或流出路径，这些电荷增减量，也会影响连通电极的电位，就不能仅仅考虑“电容耦合效应”。第五十九页，共一百一十一页，2022年，8月28日

从这个例子中可以看出：在电路中，电容耦合效应的发生有两个基本条件，即“电荷守恒”和“具有公共连通电极”。那么在电路中就会出现“牵一发而动全身”的效果。那么在TFT-LCD中，对于每一个画素，在其等效电路中，在什么时刻，在哪一部分会出现电容耦合效应呢？电容耦合效应会带来什么影响，如何解决它所带来的影响呢？根据电容耦合的特点，第一，电荷保持不变，那么就要求这部分电路和外界断开联系，我们知道，当TFT关闭以后，液晶电容和存储电容就要进入保持状态，和外界不能有电荷流动；第二，要有连通电极，在TFT关闭后，画素电极至少连接了我们已知的两个电容，这样，在TFT关闭时刻，和画素电极相连的电容就会满足电容耦合的条件，那么，首先来看一下，除了已知的液晶电容和存储电容外，和画素电极相连的还有没有其它的电容呢？第六十页，共一百一十一页，2022年，8月28日3、画素中的电容当TFT处于关闭时，忽略上节所述的漏电流，在画素中的画素电极，就进入了所述的“电荷守恒”状态，而由于画素电极是作为控制液晶电压的电极，占了画素面积的大部分，有许多与此电极相关的电容，参照画素布局图，对相关的电容作讨论。Pixellayer第六十一页，共一百一十一页，2022年，8月28日PixellayerContactHole層(Passivate)GateCs電極半導體層基板Gate絕緣層Source電極Drain電極ITOChannel(W/L)A’第六十二页，共一百一十一页，2022年，8月28日液晶畫素TFTGateLineDataLineCsCs液晶畫素TFTCommonCommonGateLineDataLineCsCs

CsonCommonCsonGate第六十三页，共一百一十一页，2022年，8月28日（1）TFT本身的寄生电容（Cgs）从TFT的结构了解到，栅极线与源/漏极都有重叠，而它们之间是以绝缘层相隔，因此，在栅源之间（Cgs），栅漏之间(Cgd)都会有寄生电容，这里仅考虑连接至画素电极这一侧的电容。而我们知道，TFT的源极和漏极是随着资料线和画素电极的正负互换并不是固定的，所以在有些文献中，这两个电容是可以互用的，但指的都是连接至画素电极这边的电容。因为只有画素电极会进入“电荷守恒”状态而有电容耦合效应，而至于连接至资料线的TFT的寄生电容，不会进入电荷守恒，所以不会考虑电容耦合效应，但是会考虑其驱动负载效应。第六十四页，共一百一十一页，2022年，8月28日（2）画素电极与扫描线间的寄生电容A、画素电极与本身扫描线之间的电容（Cpg）在有画素电极存在的区域，才可以控制液晶的转动来设定画素亮度，而没有画素电极的地方，由于无法施加电压而控制液晶的穿透度，所以必须加以遮蔽，除了前面所述的黑色矩阵外，有时会利用将画素电极与本身扫描线设计成有部分重叠，以扫描线来遮蔽，由于黑色矩阵是置于另一片彩色滤光片基板上，与画素电极的对准误差较大，需要较大的遮蔽范围，而扫描线是与画素电极在同一片TFT基板上，可以精准的遮蔽，因而可以得到较大的开口率，这样的做法，称为“内建型黑色矩阵”，由于画素电极与扫描线在制程上是有绝缘层阻隔的二者之间并不会形成短路，但是会形成寄生电容。第六十五页，共一百一十一页，2022年，8月28日B、画素电极与相邻扫描线之间的电容（Cpg’

）同样，若以相邻扫描线作为内建型黑色矩阵，亦会产生寄生电容。第六十六页，共一百一十一页，2022年，8月28日(3)画素电极与资料线之间的电容A、画素电极与本身资料线之间的电容（Cpd）就传统的制程而言，画素电极与本身资料线间是不会产生寄生电容的，如果将资料线做成内建型黑色矩阵，则有可能会在两者之间加绝缘层，此时就会产生寄生电容。B、画素电极与相邻资料线之间的电容（Cpd’

）画素电极与相邻资料线间的电容和上面所述一样，只有当资料线充当内建型黑色矩阵时，该寄生电容才会存在。第六十七页，共一百一十一页，2022年，8月28日4、造成信号延迟与驱动负载的寄生电容还有一些画素中的电容，虽不会与画素电极有关而产生电容耦合效应影响画面，但是会造成信号延迟与驱动负载。（1）TFT本身的寄生电容（Cgd）除了上面提到的一端连接至画素电极的寄生电容以外，另一端就是栅极与资料线电极之间的寄生电容，因为两端各自会连接至资料线和扫描线的外部电压上，会成为资料线的驱动负载和扫描线的驱动负载。第六十八页，共一百一十一页，2022年，8月28日（2）资料线和扫描线之间的重叠（Cx1）资料线和扫描线，各自在垂直方向上和水平方向上贯穿整个画素阵列，因此在每个画素上会有交错跨越的重叠面积，而形成寄生电容，这个电容也会成为资料线的驱动负载和扫描线的驱动负载。(3)资料线和下板共电极线的重叠（Cx2）资料线和下板共电极线，各自在垂直方向上和水平方向上贯穿整个画素阵列，因此在每个画素上会有交错跨越的重叠面积，而形成寄生电容，这个电容也会成为资料线的驱动负载和下板共电极线的驱动负载。如果画素是Storageongate设计，则不会有这个电容。第六十九页，共一百一十一页，2022年，8月28日（4）与上板共电极间的寄生电容（Cd0，Cg0

）想象一下，在整个的上板和下板之间，上板是布满的ITO，除了液晶电容以外，下板只要有电极的地方都会形成寄生电容，这些电容也会成为资料线的驱动负载和扫描线的驱动负载。第七十页，共一百一十一页，2022年，8月28日5、加入电容的画素等效电路讨论了这些电容以后，将这些电容也纳入画素等效电路中，与画素电极相连的电容，共有接至下板共电极的存储电容Cs，接至上板共电极的液晶电容Clc，TFT的寄生电容Cgs，接至自身资料线的电容Cpd，接至相邻资料线的电容Cpd’，接至本身扫描线的电容Cpg，接至相邻扫描线的电容Cpg’，需要考虑这些电容的电容耦合效应。若未采用内建型黑色矩阵的TFT设计，则Cpd，Cpd’，Cpg，Cpg’的值甚小而可以忽略。而负载电容包括：扫描线和资料线之间的电容Cx1，下板共电极和资料线之间的电容Cx2，TFT的寄生电容Cgd，资料线和上板共电极之间的电容Cd0，扫描线和上板共电极之间的电容Cg0第七十一页，共一百一十一页，2022年，8月28日这样画素的等效电路如下图所示：和画素相关的电容有：Cs，Clc，Cgs，Cpd，Cpd’，Cpg，Cpg’驱动负载电容：

Cx1，Cx2，Cgd，Cd0，Cg0第七十二页，共一百一十一页，2022年，8月28日6、扫描线对画素电极的电容耦合效应在电荷守恒的前提下，扫描线上的电压变化为则画素电压的变化量

为忽略Cpd，Cpd’，Cpg，Cpg’，则得到：第七十三页，共一百一十一页，2022年，8月28日Gate打开Qn=Cgs(Vn-Vg)+Cst(Vn-Vst)+Clc(Vn-Vcom)+Csp(Vn-Vs)…(1)Gate关闭Qn’=Cgs(Vn’-Vg’)+Cst(Vn’-Vst)+Clc(Vn’-Vcom)+Csp(Vn’-Vs’)…(2)(1)-(2)0=Cgs(△Vp-△Vg)+Cst(△Vp)+Clc(△Vp)+Csp(△Vp-△Vs)CgsCstClcCsp电荷守恒附：直接计算法第七十四页，共一百一十一页，2022年，8月28日

这个电压变化量会与的变化成正比，与TFT的寄生电容成正比，而与TFT的寄生电容，存储电容和液晶电容的总和成反比。

再次强调，在电荷守恒的前提下，当TFT由关变开的时候，便开始做充放电的动作，此时画素电极与资料线之间有电荷的流动，并非电荷守恒，但是，当TFT由开变关的时候，画素电极上的电荷不再流动至资料线，因而进入“电荷守恒”的状态而发生电容耦合。这个变化量，会使得由资料线写入所设定的画素电压，在TFT关闭后有所变动，这个变动电压有两个效应，一是使画素最后所显示的灰阶，偏离原来写入电压所希望表现的灰阶，二是使原来资料线写入正负极性大小对称的电压，向下偏离，而产生直流残留效应。第七十五页，共一百一十一页，2022年，8月28日VCVCOMT1△v△v第一圖場第二圖場一圖框T2VGVIDVP(a)驅動波形圖△v第七十六页，共一百一十一页，2022年，8月28日7、解决扫描线电容耦合效应的方法（1）减小变化量我们可以找出减少变化量的几个方向：首先是降低，但需考虑如中所述的电压范围，无法降得太多。其次是降低TFT的寄生电容，但需考虑TFT开电流特性需求。最后是增加储存电容和液晶电容的总和，其中增加液晶电容量是比较不合适的，原因之一是液晶电容是由画素面积大小和所选择的液晶介电常数而决定，前者依据产品规格而定，后者会以光学特性的考量为主，不会因为电容需求而作选择。所以最有效减少变化量的方法，是增加储存电容，而增加储存电容会使开口率变小。储存电容可以减少因电容耦合效应而产生的电压变化量，这便是储存电容的第二个角色。第七十七页，共一百一十一页，2022年，8月28日（2）资料线电压补正资料线的电压是由驱动系统，根据所要显示的灰阶来设定的，可以将因电容耦合效应产生的电压变化量预先设置于驱动系统中，根据所要显示的灰阶定出所希望的画素电压V，再将电压变化量加在所希望的画素电压上，设定在资料线上，如此真正写入画素的电压会是,在经过TFT关闭时的电容耦合效应，画素电压会变成,即是所要显示的灰阶所对应的画素电压。第七十八页，共一百一十一页，2022年，8月28日（3）共电极电压补偿真正决定液晶排列和穿透度的，是液晶电容上的跨压，它是画素电压与共电极电压的差，即，只要是定值，并不会影响电荷存储和电容耦合效应，既然写入的画素因电容耦合而变成，把共电极电压也设为，这样，液晶电容上的跨压变成与上面的结果相同，这就是前面提到的共电极电压补偿，它只能解决部分问题，主要原因是液晶电容是可变的。第七十九页，共一百一十一页，2022年，8月28日8、液晶电容的影响我们知道，在的表达式中，其他电容一旦确定都是固定不变的，采用何种补偿方法，对应的补偿电压也会确定，而液晶电容在工作过程中确是随着灰阶电压而改变，因此将上节公式修正为液晶上的跨压是根据所要显示的灰阶而设定，所以，会随所要显示的灰阶而改变，看下表，在不同灰阶下的变化量。第八十页，共一百一十一页，2022年，8月28日灰阶对应电压（V）CLC(pF)CS(pF)Cgd(pF)VOFF-VON(V)－ΔV(V)资料线补正电压(V)正极性04.01.20.90.06－20－0.5564.55613.11.00.90.06－20－0.6123.17222.60.90.90.06－20－0.6453.24532.20.80.90.06－20－0.6822.88241.80.70.90.06－20－0.7232.52351.30.60.90.06－20－0.7692.06960.60.50.90.06－20－0.8221.42270.10.30.90.06－20－0.9521.052负极性7－0.10.30.90.06－20－0.952－0.8526－0.60.50.90.06－20－0.822－0.2225－1.30.60.90.06－20－0.769－0.5314－1.80.70.90.06－20－0.723－1.0773－2.20.80.90.06－20－0.682－1.5182－2.60.90.90.06－20－0.645－1.9551－3.11.00.90.06－20－0.612－2.4880－.01.20.90.06－20－0.556－3.444第八十一页，共一百一十一页，2022年，8月28日由表可以看出，变化量会随着灰阶不同而改变。其变动的最大值与最小值各为：所以，变动的平均值和变动范围分别是：第八十二页，共一百一十一页，2022年，8月28日再来看看前面的方法，降低，降低TFT的寄生电容，增加存储电容，都有助于减少变动的平均值与变动的范围，若是增加液晶电容，虽然会使分母变大，但同时也会使变大，让变动范围的降低大打折扣，而且，液晶电容依产品规格和液晶材料而定，没有特别改动的机会。第八十三页，共一百一十一页，2022年，8月28日设定共电极电压来补偿电压变化量，可以将变动的平均值补偿掉，但是共电极只有一个值，而灰阶却有多种可能，在各位置，各时间都可能不相同，无法以单一个共电极电压补偿设定值，去补偿各灰阶的变动范围。这个特别的变动范围，有时也会用来表示Clc,aClc,bDVp,aDVp,bW=|DVp,a-DVp,b|(愈小愈好)CgsCstClcCsp第八十四页，共一百一十一页，2022年，8月28日9、资料线的电容耦合效应画素电极与资料线间的寄生电容为和，资料线对画素电极的电容耦合效应为其中，，，，各为画素本身资料线与相邻资料线变化前后的电压，由于资料线电压随着所要显示的画面和极性反转的方式而定，而且每开启一条扫描线就会变化一次，如果寄生电容，无法忽略，便会产生显示画质不良。第八十五页，共一百一十一页，2022年，8月28日第五节信号延迟

显示器在操作过程中，需要将驱动扫描线或资料线的信号源，从一个电压转换到另一个电压，例如，将扫描线由TFT的开电压切换成关电压，或将资料线由正极性切换成负极性电压，这样的电压切换，在驱动信号源端的IC，希望将此切换速度设计的很快，也就是说，使其电压波形接近理想的方波，充分利用所分配到的充电时间，然而，事实并非如此。

第八十六页，共一百一十一页，2022年，8月28日1、信号延迟原理在电路中学过，对于一阶R－C电路，若A点的电位瞬间由切换至，则B点也会由起始值向改变

，而且是以指数形式渐进。第八十七页，共一百一十一页，2022年，8月28日

以这样的变化规律，当时间t等于的3倍时，B点的电压与A点的电压误差为5％。再来分析这个电路。一个瞬间切换的方波，可视为由不同频率的弦波所组成，电容的阻抗为若A点施加的频率越高，则电容C的阻抗越低，而B点的电压也就越小，反之，若频率越低，电容C的阻抗越高，B点的电压就越接近于输入端的电压，所以这种R-C电路，是一种低通高阻的滤波器，在高频成分被滤掉后，方波就变成了指数形式的波形。以信号源近端A点的方波而言，切换发生后，信号源远端B点的波形需要一段时间从一个值切换到另一个值，这种情形，就称为“信号延迟”第八十八页，共一百一十一页，2022年，8月28日2、TFT-LCD中的等效R-C电路在显示器面板中，每一个画素单元的电阻和电容效应可简化为一级电阻的低通滤波器，在一条有N个画素单元的扫描线或资料线上，假设总电阻和总电容为R和C，那么和分别为R/N和C/N，一条信号线可视为下图所示的一维分散型电阻和电容的串接电路。第八十九页，共一百一十一页，2022年，8月28日要知道扫描线或资料线上的信号变化情况，就必须解析每个单元的等效电路。在实际的画素单元中，电阻和电容都是杂散在画素中的，所以等效电路也可以有其他的解法，如下图所示。无论何种形式，当他们串接在一起的时候，只有开始和结束的地方稍有差别，中间的部分都是相同的，因此，单一画素的等效形式对延迟效应的计算并无太大影响。第九十页，共一百一十一页，2022年，8月28日3、信号延迟的计算方法（1）利用电脑辅助计算信号延迟要精确计算电压切换在一维分散型电阻－电容串接电路上的变化情况，需要利用傅立叶转换，将各频率成分计算出来，再针对各频率成分利用电阻－电容的阻抗分压，求各频率成分落在每个串接点上的分压，再利用傅立叶反转换，将各频率成分组合回电压随时间的变化情形，这样的计算必须借助于电脑。（2）另外，目前的电路模拟软件也比较成熟，也可直接用来计算波形，比如SPICE软件。第九十一页，共一百一十一页，2022年，8月28日（3）利用简单的公式估计信号延迟对于一维电阻－电容的等效电路，以指数形式由起始值V1向V2改变，这种情况也可以采用简单的方法来计算：其中的时间常数，可以近似为其中为每个单元的电阻，为每个单元的电容，N为一维串接级数。以一条信号线而言，假设一条线上的总电阻和总电容分别为为R和C，则，，代入公式可得通过这个公式，也会很快得到延迟信号的电压波形。第九十二页，共一百一十一页，2022年，8月28日4、信号延迟的计算结果比较假设有一个SXGA（1280×RGB×1024）的TFT-LCD面板，在扫描线上的次画素等效电阻和等效电容各为0.542Ω和0.129pF，将这样的次画素，展开成对应到3840个画素阵列中，则线上的总电阻和总电容各为2.08KΩ和0.494nF，信号端的电压由起始值在0秒时改变至，于12.9秒时再回到起始值，利用前面讲过的三种方法分别计算结果，所得的延迟波形如图所示，三种计算结果计算的延迟时间基本相同，只是波形有些许差异而已。第九十三页，共一百一十一页，2022年，8月28日第九十四页，共一百一十一页，2022年，8月28日5、扫描线的次画素等效电路如前所述，可将扫描线的次画素等效电路等效成电阻-电容低通滤波器的串接，等效电阻和等效电容的计算方法如下：（1）等效电阻扫描线上的次画素等效电阻，可利用基本电阻公式计算其中为扫描线所用金属的电阻系数，为次画素中扫描线的长度，即次画素的宽度。为扫描线的剖面面积，一般就是扫描线金属宽度以其厚度，其中为金属的片阻值，为金属线布局的长宽比，二者相乘可得到电阻值。第九十五页，共一百一十一页，2022年，8月28日若实际的画素布局并不是矩形，可将复杂的形状切割成矩形加以串联或并联，即可求得总电阻。（2）等效电容的计算以画素单元的电容等效电路来看，需要从这个电路上计算出画素在扫描线上的等效电容，方法是除了扫描线本身以外的其它信号源都视为接地。一般而言，存储电容和液晶电容远大于TFT的寄生电容和扫描线至画素电极的寄生电容，所以当TFT关闭时，和与，，，，等电容串接到接地点，和直接接到接地点，若TFT是打开的，和会经由TFT的通道连接至资料线，因此其电容效应也可被视为接到接地点，同理，由于扫描线与上方画素之间的寄生电容会经由TFT的通道

第九十六页，共一百一十一页，2022年，8月28日图A图B第九十七页，共一百一十一页，2022年，8月28日连接至资料线，因此其电容效应也可被视为接到接地点，同理，由于扫描线与上方画素之间的寄生电容远小于存储电容和液晶电容，故其电容效应也可被视为接到接地点，所以，扫描线等效电容电路可简化为图B，扫描线上的次画素等效电容可表示为：注意到上面公式第四项，这个电容当TFT是关闭时，由于通道内没有导电的电荷，所以其值接近于0，而当TFT开启时，由于通道内充满导电的电荷，所以是可视为栅极金属和导电的半导体之间夹置一层栅极绝缘层的电容值，若TFT的通道宽度和长度第九十八页，共一百一十一页，2022年，8月28日各为W和L，栅极绝缘层介电常数和厚度各为和，则TFT可视为

因为扫描线的电压，只有在要将TFT打开或关闭时才会变化，所以讨论扫描线上信号延迟的目的，便是要了解TFT由关闭到打开，或是由打开到关闭，因为扫描线的信号延迟所造成的关闭速度变化，来决定TFT何时作充电的动作，何时进入电荷保持的状态，但是却会随连接至其栅极上的扫描线电压而变动，象这样的情况，该如何评估扫描线上的信号延迟呢？建议以上面公式在TFT开启时的电容值来带入计算扫描线次画素等效电容简单的说，这样的计算方法，也会高估扫描线上的信号延迟效应，采取比较保守的设计，可以确保设计的成功。第九十九页，共一百一十一页，2022年，8月28日6、资料线上的信号延迟与扫描线等效电路相似，资料线上的次画素等效电阻为，其中为资料线所用金属的电阻系数，为次画素中资料线的长度，即为次画素的高度，为资料线的剖面面积，一般即为资料线金属的宽度乘以厚度。同样，将图A中的画素等效电路，把除了资料线本身以外的其它信号源都视为接地，由于资料线与本身及左方画素之间的寄生电容和远小于存储电容和液晶电容，故其电容效应也可被视为接到接地点，再者，由于资料线上的所有画素，同时间只会有一个画素的TFT是打开的，当扫描线数很多时，计算资