有源器件研究

有源电路基本原理MIXER单栅场效应晶体管混频器

式中：

场效应管的跨导：

平衡式场效应晶体管混频器原理图双场效应晶体管串联电路原理图单端混频器信号与本振通过定向耦合器加到场效应晶体管栅极时，将引入信号损失，要求加大本振功率。其改进可通过两种方法：平衡式混频电路两个场效应晶体管串联电路3dB定向耦合器可使本振引入噪声抵消可输入较低的本振电平，并免去功率混合电路设计考虑：RF与LO端口的设计偏置为使变频跨导达到最大，外加直流偏置为输出回路筛选中频阻抗变换中频陷波本振注入栅极注入源极注入栅极电阻使栅极直流电位为0，源极电阻上的直流压降作为栅极负偏压双栅场效应晶体管混频器双栅场效应晶体管结构示意图双栅场效应晶体管等效电路图栅宽相同，栅长不同，对应的沟道厚度不同，沟道中掺杂的浓度也不同。与沟道厚度相同的两个栅相比，可获得更大的功率增益

双栅场效应晶体管混频器可以看做一个共源放大器（FET1）与共源调制器（FET2）级联，在第一栅加小信号，第二栅加大信号本振双栅场效应晶体管混频器原理框图

AnF-bandFundamentalMixerUsing75-nmInPHEMTsforPreciseSpectrumAnalysisProceedingsofthe8thEuropeanMicrowaveIntegratedCircuitsConferenceGateRFLODrainLORFmodeDrain-LO-injectionResistiveCL（dB）36.5F(3dB)21GHz>30GHzresistivemixer，作用为阻性混频器，具有低的调制失真以及当LO功率较低时变频损耗较低drain-LOinjectionmixer，由于射频信号被FET放大后，具有有低的变频损耗为了实现较宽带宽的混频器的核心部件是连接在漏极的同向双工器，隔离LO/RF与IF信号。该双工器包含低通与高通滤波器。不采用谐波混频的原因：1、端口隔离度2、由于大的变频损耗导致动态范围不够，因此致使噪声偏大本文基波混频的实现难点：在变频损耗较低的情况下实现大的带宽。模块封装采用E面探针的形式实现波导到微信信号的过渡。信号一边从介质板上面馈入，一边从介质板下面馈入。通过这种方法使波导法兰盘的影响降到最低，并且不需要将波导进行弯曲，减小了微带线的长度，降低了损耗。封装完之后drain-LO-injection的测试结果显示，变频损耗恶化到6.5dB，带宽缩窄为18GHz。可能的原因：（1）波导-微带过渡的损耗（2）中频电路以及键合线的损耗AW-BandSingle-EndedDownconversion/UpconversionGateMixerinInPHEMTTechnology本振信号通过栅极进入HEMT器件，控制跨导，实现混频。单端混频的优点是可以改变本振与射频的输入端口，以实现栅极混频与漏极混频模式。下变频上变频A210GHz,Sub-harmonically-PumpedActiveFETMixerMMICforRadarImagingApplications100nmgatelengthmHEMTprocessEmployadual-gatetopologyFET混频与传统二极管混频相比的优点：有源混频具有低变频损耗，低噪声系数以及低本振功率。在毫米波频段，可以减小对前端低噪声放大器的增益需求，因而成为研究热点。通过在片集成技术，将有源混频器与具有其它功能的电路集成，形成具有多功能的单片接收机。FET混频器可以工作于室温条件下，使得尺寸与成本都降低。相对简单的设计流程。FET混频器可以在传统的非线性晶体管的模型下进行设计，并且可以采用像HB分析方法一样的快速电路仿真方法。

在双栅结构与共源放大之间的λ/4线对于LO信号是short-to-open，对于射频信号是short-to-short。T3isoperatingunderclassAconditionswhenT2isconducting.T2偏置状态类似于B类放大器，因此RF信号只有在T2导通的情况下才能到达输出端与LO信号进行混频双栅结构的输出电阻很高，将会使匹配变得复杂以及带宽变窄。采用一个共源的放大器，使得高阻抗变为较低的阻抗，付出的代价是信号小的衰减。Employadual-gatetopologythemixerconsumes36mWofDCpower(24mAdraincurrent)10dBmLOpower3dB带宽：188-210GHzIF带宽：2GHzConversiongainversusLOpower.ConversiongainversusRFfrequencyConversiongainversusIFfrequencyAG-band(140-220GHz)MicrostripMMICMixeroperatinginbothResistiveandDrain-PumpedMode0.1umGaAsmHEMTtechnology这两种混频器的不同之处在于偏置电压的不同，以及LO与RF信号的输入端口不同中频信号通过四分之一波长的开路短截线滤波器提取出来，并用于匹配。

传统的FET混频器的设计，栅极的偏置电压应该是截断电压，漏极零偏压。然而，高频的阻性混频器，栅极偏压一般选择在当源漏电压较低时跨导最大的点，这样是为了降低对本振功率的要求。如果本振电压越大，器件的偏置电压越靠近截断电压。阻性混频的主要优势是极好的线性、极好的性能以及直流损耗为零。然而，由于漏极偏置电压为0，所以阻性混频具有变频损耗，不具有变频增益。漏极混频（DrainMixer），FET的偏置点位于直流I-V特性曲线的“曲膝点”处。本振信号加到漏极，控制源漏电导与跨导。射频信号加到栅极，当漏极没有LO信号的时候FET作为一个共源的放大器。DM可以有变频增益以及一个不错的噪声系数，但是当信号比较大的时候可能有潜在的不稳定性

一个锥形的CPW——微带线的过渡结构可以提供一个良好的信号过渡，但是占据较大的面积F(IF)=1GHz整个射频频段内，DM模式比RM模式变频损耗优约3dB为了在DM模式下获得变频增益，I-V曲线的“膝点”处变化剧烈，理想情况是90°；较大的gds将会严重降低变频增益。总结：为了研制具有低噪声系数、变频损耗低甚至有变频增益的有源混频器，有以下几个问题：性能优良的信号模型与噪声模型合适的偏置电路及电路拓扑结构匹配结构的设计下一步研究计划：D波段混频器中心频率：140GHz带宽：10%变频损耗：≤7dBMultiplier场效应晶体管倍频器

理想FET倍频电路图FET栅极偏压的削波A类倍频工作机理

B类倍频工作机理

AB类倍频器工作原理

理想FET倍频器中的电流与电压波形

n≥1时n=0时

多谐波Load-pull仿真设置。终端代表反射系数该方法的目标是量化不同的谐波终端对倍频器性能的影响。影响确定之后，输入输出网络的线性优化目标的权重就可以知道

输入端的基波以及输出端所需要的频率信号匹配要依据大信号模型进行共轭匹配同无源倍频相比，有源倍频器有高输入输出隔离。非常适合于制作集成电路的本振与放大器。基本上所有的倍频器的设计都是基于单端共源的拓扑结构。所有FET非线性的源都是基于跨导的非线性进行设计的。为了实现最好的性能，提出了一种最优的谐波控件仿真的方法。G-BandMetamorphicHEMT-BasedFrequencyMultipliersIEEETRANSACTIONSONMICROWAVETHEORYANDTECHNIQUES栅长100nm的140GHz三倍频器，输入9dBm时，最大变频增益-11dB；栅长50nm的110-220GHz二倍频器，输入2.5dBm时，变频增益-7dB。Schematiccircuitdiagramofthe110–220-GHzdoubler230umMHEMT偏置电压选在夹断电压附近，为了产生含有较高二次谐波分量的漏电流输出端两段平行的四分之一波长的开路传输线是为了反射基波频率。采用双短截线比单短截线增加了带宽。输入端基于低通拓扑的线性网络在基波匹配与二次谐波反射之间做了一个折中Thedcpowerconsumptionisalsoquitelow(from6to14mWforinputpowerlevelsfrom1to4dBm)Schematiccircuitdiagramofthe140-GHztripler.445umFETcell晶体管处于AB类的状态下的时候，获得最大的三次谐波的变频增益在设计奇次谐波的倍频器的时候，不可能在输出端采用一段四分之一波长短截线实现对基波的反射，因为该端截线也会减弱倍频出来三次谐波。本文采用分路电容（shuntcapacitor）代替短截线的方式来实现对基波的反射。在设计的时候，对于基波输入端的匹配要比输出端的三次谐波的匹配重要maximumdcpowerconsumptionof40mWProceedingsofthe10thEuropeanMicrowaveIntegratedCircuitsConference

A150to220GHzBalancedDoublerMMICUsinga50nmMetamorphicHEMTTechnology50nmmHEMTtechnology输入端包括一个Marchand巴伦，将输入信号等分为两路有180°相位差的信号gatewidth2*30µmclassBDoublerMMICleft,andmixerMMICright,mountedonasiliconsubstratewithinterconnectingbondwires.IFfrequencyof1GHz255to330GHzActiveFrequencyTripIerMMIC35nmgate-length基于一个单端的A类FET放大器的偏置条件，以及一个高功率输入信号进入饱和状态

一个LC（LC1）共振电路抑制基波与二次谐波，I2与I3将负阻（R）对于三次谐波来说是开路，输出端的Cout、I4以及I5提供阻抗匹配以及抑制不需要的谐波LC1滤波网络代替高损耗的耦合器，采用传输线形式的电感在电路的输入端一个新的小型的电路结构代替传统的匹配网络。虽然芯片的面积与之前相同，但是经过变化之后使得输出功率更高。12HPF：抑制输出端的二次谐波MiniaturizedUltra-BroadbandG-BandFrequencyDoublerMMICProceedingsofthe7thEuropeanMicrowaveIntegratedCircuitsConferenceasingle4-fingerdevice35nmgate-length为了节省芯片的面积，采用一种紧凑的、平衡FET拓扑结构，该结构通过将共源共栅倍频器集成在一个4栅指的器件里，而不需要耦合器。平衡拓扑结构使得其工作带宽远远超过单个有源器件的带宽，并且在输入端减少了匹配电路的需求。平衡耦合器的构成：B类状态下偏置共源放大器结构的180°移相器共栅结构的输出结构两个共栅与两个共源的FET对称合成一个四指的FET结构总结：为了研制具有转换效率高、输出功率大的有源倍频器，有以下几个问题：性能优良的大信号模型合适的偏置电路及电路拓扑结构匹配结构的设计下一步研究计划：D波段倍频器中心频率：140GHz带宽：10%输出功率：≥0dBmLNAA155-GHzMonolithicLow-NoiseAmplifierIEEETRANSACTIONSONMICROWAVETHEORYANDTECHNIQUESfour-finger30-um-device每一级采用一个四栅指30um的pHEMT器件，该器件栅极阻抗及栅漏电容低，从而在该频段具有较高的器件增益匹配电路设计采用一种类似于低通的电路设计。选择这种简单的匹配结构，减小了在电路分析与电路模型方面的不确定性，降低了设计风险边缘耦合线用来隔直流，扇形短截线用来隔交流。偏置一端的分路RC（ShuntRC）网络用来保持放大器的稳定性Thetotaldcpowerconsumptionisonly35mWMetamorphicHEMTMMICsandModulesforUseinaHigh-Bandwidth210GHzRadarIEEEJOURNALOFSOLID-STATECIRCUITS0.05umHEMTtechnologySchematicdiagramofasingle210GHzcommon-sourcelow-noiseamplifierstage.为了防止低频的振荡，在偏置网络采用了低阻抗的薄膜微带线（TFMS）gatewidth=2×10umTheTFMSlinesconsistofthesameSiNlayer,whichisusedasthedielectricfortheMIMcapacitors.MetamorphicH-BandLow-NoiseAmplifierMMICs70-nmgatelengthComparedtoInPsubstrates,metamorphicHEMTtechnologyonGaAssubstratesislessexpensive,takingadvantageofthehighcrystalquality,greatermechanicalstrength,andthelargesizeofGaAswafersofupto6inches.ABTL：airbridgetypetransmissionlines

transistorshaveagatewidthof2x10ptm.ABTL：插入损耗与回波损耗的仿真与测试之间存在很好的一致性，作者推测在220GHz，ABTL大约有3.2dB/mm的插入损耗。鉴于在H波段线长急剧减小，因此线损变得不是很重要。四级70nm栅长的CBCPWLNA在217-245GHz之间有大于12dB的增益；四级ABTLLNA在216-238GHz之间有大于18dB的增益。Chipphotographoffour-stage245GHzCBCPWSimulatedandmeasuredS-parametersofthefour-stage245GHzCBCPWlow-noiseamplifiercircuit.On-wafermeasuredS-parametersoffour-stage235GHzABTLlow-noiseamplifiercircuit.ScalingofInPHEMTCascodeIntegratedCircuitstoTHzFrequenciesSchematicdiagramofasinglecascodeamplifierstage.该放大器共级，每级包括一个共源及共栅晶体管。共源共栅设计的关键部分是保证共栅晶体管的稳定性。通过在共栅晶体管栅极串联电阻以及增加旁路电容pertransistor20umareused芯片与盒体过渡部分采用集成在芯片上的偶极子传输线形式。在电路密集部分，通过稠密的打孔方式来抑制基板模式，目前，在片测试对于电路设计打孔密度尚无详细的问题。但是，在单片集成电路设计方面，打孔是非常重要的因素。孔必须随电磁场传播方向串联，以抑制能量被介质板损失掉。从测试与仿真的结果对比总看出，二者存在较大差异，究其原因为：共栅模型是一个近似的模型晶体管模型是基于50nm的工艺，而制作30nm栅长，导致加工误差过大S参数是基于先前的最小噪声系数条件下测量的，与该设计的大增益偏置点不同总结：为了研制具有低噪声系数的低噪声放大器，有以下几个问题：性能优良的小信号模型与噪声模型合适的偏置电路及电路拓扑结构匹配结构的设计下一步研究计划：D波段低噪声放大器中心频率：140GHz带宽：10%噪声系数：≤7dB220GHz低噪声放大器中心频率：220GHz带宽：5%噪声系数：≤10dBPAA200GHzMonolithicIntegratedPowerAmplifierinMetamorphicHEMTTechnologyIEEEMICROWAVEANDWIRELESSCOMPONENTSLETTERS栅长100nm采用mHEMT的主要优势在于GaAs晶元的成本、质量以及晶元的易于操作；其劣势为导热系数差以及附加的增长效应。采用了三级级联的拓扑结构，第一、二、三级分别采用了一个、两个、四个共源的晶体管形式。每个晶体管采用4栅指，每栅指宽10um。为了得到最大的输出功率选择最大尺寸的晶体管，同时保持合理的小信号增益。在晶体管之前与之后的功分与合成网络同时作为每级输入与输出的阻抗匹配网络。阻抗匹配网络的设计原则是实现最大增益的输出。通过对大信号模型Load-pull的仿真表明，为了进一步改善输出功率可以通过选择合适的负载阻抗以实现最大输出功率。为了抑制奇次模以及保证平衡放大器的稳定性，在晶体管栅极与漏极采用分路电阻（ShuntResistors）通过功分与合成网络来为栅极与漏极供电在该频段内，每一级的功分与合成网络有1.2dB的损耗，在输出端有四个晶体管，有3.6dB的损耗，相对于一个晶体管来说提高了输出功率。Thisispaidforbyareducedefficiency,sincetheDCpowerconsumptionscaleslinearlywiththenumberofparalleltransistors.DevelopmentofSub-Millimeter-WavePowerAmplifiersIEEETRANSACTIONSONMICROWAVETHEORYANDTECHNIQUES放大器采用三级级联的结构每个器件是两栅指，每栅指10um，输出端总的器件尺寸是82um为了缩小尺寸及减小导体损耗，每一级的1:2与4:1的功分及合成网络也作为偏置与屁屁额网络为了缩减芯片的尺寸与封装的需求，所有晶体管的的栅极与漏极采用相同的供电端口进行供电。Thisisessentialbecausethechipwilleventuallybeplacedinacavitywhichmustbekeptbelowcutoff.Notethatnoresistorsareusedinthedrainbiasingnetwork.Additionally,thevaluesoftheon-chipgateresistorsarekeptlow(200)toavoidvoltagedropsonthegatelinesunderdriveconditionsand,therefore,introduceunequalbiasing.每个器件的栅极有一个由分路电感（ShuntInductive）和MIM电容构成的的高通滤波匹配网路。为了实现级间匹配最优，功分网络电长度尽量短。同仿真相比，频率偏移了30GHz，不知道是器件模型的原因还是加工误差还是在高频段电路模型存在其他的挑战。在高频段无源部分的损耗必须要进行考虑，与设计长度相当的电路50欧姆的CPW传输线有2dB的损耗。在放大器设计的时候，前级一般采用尺寸较小的器件，输出级一般采用的器件尺寸较大。这样可以减小直流的功率消耗，同时可以提高输出功率。功率合成网络的性能，对于输出功率的提高是十分重要的MeasuredandmodeledS-parametersfor60umperiphery,single-stageamplifierusingatwo-fingerdevicewith30-umfingersMeasuredandmodeledS-parametersfor80umperiphery,single-stageamplifierusinga