第8章 电子系统设计系统供电

第8章系统供电8.1稳压器8.2锂电池充电管理8.3电源监控8.4开关电源

电源稳压器可分为线性稳压器和开关升压降压稳压器。8.1稳压器

（1）、最大输出电流Iomax

（2）、输出电压VO

直流稳压器主要指标（3）、纹波电压。是指叠加在VO上的交流分量，其峰峰值△VOPP一般为mV级。通常用示波器测其峰峰值或交用流电压表测其有效值。

（4）、电压调整率。是指在负载和温度恒定的条件下，输入电压变化时，引起输出电压的相对变化。

有时也用稳压系数来表征，稳压系数直流稳压器主要指标（5）、负载调整率。是指负载电流从零变到最大时，输出电压的相对变化。

（6）、输出电阻。直流稳压器主要指标（7）、转换效率。是指输出功率与输入功率比值的百分比。

ף＝(PO/Pi)*100%

直流稳压器主要指标8.1.1线性稳压器

线性稳压器是电压转换电路中最常用也最易用的一种IC器件，其特点是：输出电压比输入电压低，输出纹波小，工作产生的噪声低；但发热量大，效率低，体积大。

根据输出方式的不同可分为：固定式线性稳压器、可调式线性稳压器和可关断式线性稳压器。

1.固定式线性稳压器Vi1）、电源变压器的选择

Vi取9V，则V2取8V，加到二极管整流桥上的电压为2*8V=16V。2）、滤波电容选取RLC≥(3~5)*(T/2)2.可调式线性稳压器图8-2LM317和LM337常用电路2在要求电压可调的应用中，LM317具有极好的性能，而且它的输出电流又可达到1.5A，输出电压在1.2V～37V之间连续可调，所以就不需要储备许多固定电压稳压器。

3.可关断式线性稳压器

图8-3LC1458典型应用电路8.1.2开关型升压降压器件

线性稳压器电路设计较简单，但是当输入和输出电压压差较大时，器件发热较大，且输出电压要低于输入电压(以正电压输出为例)。

为了在较大压差情况下实现较大电流输出且器件发热较小，或实现输出电压大于输入电压的功能，可选择使用开关型升压（Boost变换器）、降压器件（Buck变换器）、降压和升压变换器（Buck-Boost变换器）。

DC/DC变换器就是直流/直流变换器，是开关型稳压电源的核心组成部分。8.1.2开关型升压降压器件

把稳压器当做一个黑盒子，可以看到这个盒子如下图:

输入的能量通过黑盒的转换得到输出的能量。线性稳压器是把多余的能量消耗在黑盒中，从而得到需要的Vout。有没有一种方法减少这种消耗，让能量更充分的转化为输出，而不是变成热量呢？本节将介绍一种新型电源：开关电源。分析其让能量高效转化的原理。

如上图所示，通过控制开关器件的开通与关断，负载的平均电压为：

其中，D=t(on)/T。通过改变占空比D就可以改变负载的平均电压，这种方法称为脉宽调制（PWM）。

1、降压型DC/DC变换电路（Buck）VO=qVi，q~vB占空比D~续流二极管2、升压型DC/DC变换电路（Boost）VO=Vi/(1-q)

，q~vB占空比3、极性反转型DC/DC变换电路（Buck-Boost）VO=-qVi/(1-q)

，q~vB占空比三种电路比较无论电感器连接在什么地方，其作用是一样的。在稳定状态，电感器的平均电压为零。V1和V2是不同时刻电感两端的电压，是由开关和应用电路电压决定。如图：

三个基本开关调整器电路的输入电压和输出电压关系

设计实例－buck开关电源

例如设计一个BUCK型降压开关电源，要求输入电压范围10V-15V，输出3.3V，负载电流2A，效率优先并要求效率90%以上。对电源的功能要求，要求带缓起（softstart），同步开关和开关频率可调。

这个电路设计需要经过芯片优化选择和芯片外围电路优化两个步骤。

设计工具：TI:WEBENCH

(/lsds/ti_zh/analog/webench/overview.page)

1、芯片优化选择

1、芯片优化选择

进入WEBENCH设计界面，设计要求效率优先，可将优化旋钮调节在靠近“Highestefficiency”的位置（设计如果要求成本或者体积优先则可以波动到相应的位置），在设计面中看到”featurefilters”，选择所需要的功能，缓起，同步开关和开关频率可调。在filterresults”中对效率“efficiency”选项进行修改，拖动滚动条到90%位置。

WEBENCH将按照用户输入的条件对电源列表进行选择，选择出能满足条件的电源芯片。

2、外围元件优化选择

点击LM3150的“opendesign”进入芯片外围电路设计界面。

在设计界面中有几个地方可以进行优化，一个是“优化旋钮”在效率、成本、面积之间优化，一个是开关频率。优化旋钮下方可以看到优化结果的面积、成本和效率。需要注意的是频率的选择框中要打勾才能进行频率修改。

3、方案的仿真分析（图表、热、稳态、缓起）

在WEBENCH的设计界面上有“Charts”和“Schematic”两个窗口可以对电路进行仿真。这两个仿真的不同之处在于“Charts”窗口是以图表的方式将电路的参数随输出电流，输入电压的变化规律表示出来，“Schematic”窗口是用时域图和频域图表示电路的暂态、稳态以及环路特性。从这两个仿真的特点可以看出，“Charts”是从宏观上分析电路，“Schematic”则分析电路的细节。电路设计者需要从整体上查看电路能否满足输入和输出要求时可以进入“Charts”进行仿真，需要检查电路的时域响应时可以进入“schematic”进行仿真。

4、方案原理图导出

随着微电子技术的发展，各种小型化的便携式设备日益增多，例如手机、数码相机、笔记本电脑等。为了能够更加有效地使用这些电子产品，可充电电池得到快速发展。常见的可充电电池包括镍氢电池、镍镉电池、锂电池和聚合物电池等。其中，锂电池以其高的能量密度、无记忆性和使用寿命长等优点得到广泛的应用。目前绝大部分的手机、数码相机等均使用锂电池。

锂电池对充电器的要求比较高，为了有效地控制锂电池的充电，需要对其充电过程进行密切的监控。目前，一般使用单片机配合一定的充电管理芯片来实现锂电池充电的智能管理。8.2锂电池充电管理锂电池8.2.1锂电池及其充电概述

锂离子电池以其特有的性能优势已在便携式电器如笔记本、数码相机、摄像机、手机中得到普遍应用。下面首先介绍锂电池及其智能充电的要求。

1.锂电池概述

锂电池和锂离子电池是20世纪开发成功的新型高能电池。它是一类由锂金属或锂合金为负极材料、使用非水电解质溶液的电池。锂电池的正极可以采用MnO2，SOCl2，(CFx)n等。最早出现的锂电池来自于发明家爱迪生。由于锂金属的化学特性非常活泼，使得锂金属的加工、保存、使用对环境要求非常高，所以锂电池长期没有得到应用。1992年Sony公司成功开发锂离子电池，使人们的手机、笔记本电脑等便携式电子设备重量和体积大大减小，使用时间大大延长。由于锂离子电池中不含有重金属铬，与镍铬电池相比，大大减少了对环境的污染。

锂离子电池由于工作电压高、体积小、质量轻、能量高、无记忆效应、无污染、自放电小、循环寿命长而成为21世纪发展的理想能源。

锂电池以及锂离子电池的主要特点如下：

(1)高能量密度，锂离子电池的重量是相同容量的镍镉或镍氢电池的一半，体积是镍镉电池的40%～50%，镍氢电池的20%～30%，因此，锂电池具有更高的重量能量比、体积能量比。

(2)高电压，单节锂电池电压平均为3.6V，等于三只镍镉或镍氢充电电池的串联电压。

(3)自放电小，可长时间存放。

(4)无记忆效应，锂电池不存在镍镉电池的所谓记忆效应，所以锂电池充电前无须放电。

(5)寿命长，正常工作条件下，锂电池充放电循环次数远大于500次。

(6)多个锂电池可以随意并联使用。

(7)无污染，由于锂电池中不含镉、铅等重金属元素，对环境无污染，是理想的绿色电池。

(8)快速充电，如果使用额定电压为4.2V的恒流恒压充电器，可以使锂离子电池在一至两个小时内充满。

锂电池与其他可充电电池相比，其价格相对较高。但是随着技术的发展，锂电池的性价比越来越高，目前已广泛应用在各类便携式移动设备上。

2.锂电池充电概述

锂电池对充电器的要求比较高，为了保护电池和最大化地延长使用寿命，在充电时需要注意如下事项：

(1)对锂电池需要进行热保护，防止发热太大而损害锂电池；

(2)锂电池充电需要严格控制充电电压和充电电流；

(3)为了有效利用电池容量，需将锂电池充电至最大电压；

(4)防止过压充电，过压充电对锂电池有损害，严重影响电池寿命；

(5)充电结束后应及时关断电源。

为了达到更好的充电效果，一般首先采用预充（小电流），然后用大电流进行快充。当充电达到满容量的90%后，进行满充（小电流涓流充电）。在充电过程中，需要采用专业的充电检测芯片来对充电过程进行检测，在充电电路中使用单片机来综合进行管理，可以做到精确的智能控制。使用单片机和充电管理芯片相结合的方法可以有效地保护电池、缩短充电时间并延长电池使用寿命。8.2.2智能充电管理芯片BQ24025

锂电池智能充电的核心是使用合适的充电管理芯片。目前市场上存在大量的电池充电芯片，它们可直接用于进行充电器的设计。在选择具体的电池充电芯片时，需要注意如下几点：

(1)可充电池的数目。有的充电管理芯片可以对多节锂电池进行充电，有的则只可以对一节锂电池进行充电。

(2)充电电压和电流值。充电电流的大小决定了充电的时间，而充电电压不应超过锂电池所规定的充电电压。

(3)充电方式。确定充电过程是快充、慢充还是可控充电过程。

1. BQ24025概述

BQ24025是常用的锂电池充电管理芯片。它采用小体积的3mm

×

3mmMLP封装，可以采用AC电源适配器或者USB电源充电，并能够自主选择。在USB电源充电下，可以选择100mA、500mA两种充电电流，它具有低压差比的特点，在低功耗情况下自动进入睡眠模式。工作时允许结温-40℃～125℃，存储温度为

-60℃～150℃，广泛应用于PDA、MP3、数码相机、网络产品、智能电话等电子设备中。其特点如下：

1、输入电压范围：-0.3V～7.0V；

2、功耗：40℃以下为1.5W；

3、AC输入电压范围：最低为4.5V，最高为6.5V；

4、USB输入电压范围：最低为4.35V，最高为6.5V；

5、AC输入电流ICC：典型值为1.2mA，最大值为2.0mA；

输出电压：4.2V；

6、AC充电时输出电流：最小为50mA，最大为1A；

7、USB充电时输出电流：100mA时最小为80mA，最大为100mA；500mA时最小为400mA，最大为500mA；

8、控制信号低电平：≤0.4V；

9、控制信号高电平：≥1.4V。图8-6BQ24025引脚功能图678910引脚功能：

1脚(AC)：交流（AC）控制输入电压端（输入电压范围4.5~6.5V）

2脚(USB)：USB控制电压输入端（输入电压范围4.35~6.5V）

3脚(STAT1)：管理状态输出端1（开漏）

4脚(STAT2)：管理状态输出端2（开漏）

5脚(VSS)：接地脚

6脚(ISET1)：AC管理电池时的电流控制脚，可以超前控制并且使输入电流逐渐适合AC/USB管理需要的电流值。即通过改变RSET的值来控制恒流充电电流IO(OUT)和充电终止的电流门槛值IO(TAPER)。

7脚(ISET2)：USB管理电池时的电流控制脚（高电平=500mA,低电平=100mA）

8脚(CE)：芯片工作使能端（低电平有效）

9脚(TS)：温度传感器输入端

10脚(OUT)：被控电流输出端

BQ24025应用电路如图8-7所示，该芯片既可由AC适配器供电，又可由USB端口供电，当这两者同时接通时，AC适配器提供的电源优先。图8-7BQ24025应用电路

2. BQ24025功能

BQ24025芯片具有温度保护功能，电池内部采用温敏电阻检测蓄电池的温度，将得到的电压信号输入到TS引脚，电路如图8-8所示。芯片内部有两个比较电压ULTF(典型值2.5V)和UHTF(典型值0.5V)，当TS引脚的电压在这两个电压值之间时，可以正常充电，一旦超出这个范围立即通过内部的功率FET停止充电并暂停充电定时器(不复位)，当温度回到正常范围时恢复充电。采用一个103AT系列的温敏电阻时，温度保护范围是0℃～45℃，用户可以通过增加两个电阻来修改温度保护范围。图8-8中，ITS

=

102μA。图8-8BQ24025芯片温度保护示意图锂电池引脚

3个脚：正极、负极、T极（温度检测极）

4个脚：正极、负极、T极（温度检测极）、检测极

温度检测极：与负极间连接一个NTC电阻，该NTC电阻负温度系数热敏电阻，电阻随温度变化，用来反应电池的温度。

T极（温度检测极）：与负极间连接一个ID电阻，该ID电阻有固定阻值,用来标志电池的类型和容量。

BQ24025芯片充电过程可分为四个阶段：预充阶段、恒流充电阶段、恒压充电阶段和充电终止判断。

(1)预充阶段：蓄电池经过深度放电后，电压降到非常低，当UO<ULOW时，需要先对其以一个较小的电流进行预充电，唤醒蓄电池。在AC适配器供电的情况下，预先充电电流的大小均按以下公式设置：

(8.2.1)查手册参数表格得:UPRECHG=255mV，KSET=322。预充电时，会自动启动内部定时器，如果在时间TPRECHG(1800S,30min)到达后，电压仍然没有上升到门槛值，芯片会终止充电并在充电状态输出引脚输出一个出错信号。

(2)恒流充电阶段：电池电压在预充时间段内到达门槛值后，进入恒流充电阶段，AC适配器供电情况下，充电电流大小按以下公式设置：

(8.2.2)

USB供电情况下，充电电流大小由ISET引脚的电位决定，低电平时为100mA，高电平时为500mA。

(3)恒压充电阶段：电池电压上升到UOREG门槛值后，开始恒压充电，随着电池电荷的增多，充电电流下降。恒流、恒压两阶段的安全充电时间TCHG为(25200s，7h)，时间到达后若电流仍未下降到门槛值，芯片最终会终止充电并在充电状态输出引脚输出一个出错信号。

(4)充电终止判断：电池充电是否结束以充电电流的大小决定，当电流下降到门槛值ITAPER后，启动定时器，时间达到TTAPERA(1800s，30min)，充电被终止。电流门槛值ITAPER也可以由电阻RSET设置，公式如下：

(8.2.3)若电流又上升到门槛值ITAPER，将终止定时器。此外，芯片还设置了另一个门槛电流值ITERM，电流降到该值以下时，会立即停止充电。这个功能可以用来判断电池是否与充电电路脱离或者充电输出端是否接上一个充满电的电池。电流门槛值ITERM也可以由电阻RSET设置，公式如下：

(8.2.4)一个充电周期完成后，若电池电压降到UREG

=

4.1V，则会自动进入下一个充电周期。

BQ24025芯片具有睡眠功能，既无AC适配器供电也无USB供电时，进入睡眠模式，防止电池在充电回路无输入时放电。

BQ24025芯片具有充电状态显示功能，引脚STAT1、STAT2的状态可以表示芯片的工作状态，这是两个漏极开路输出，需要接上拉电阻，具体的状态表示如下(ON表示FET开通，OFF表示FET断开)：

BQ24025芯片具有定时器出错的恢复功能，一种情况为当出现充电电压在充电门槛值UREG以上时，定时器出错，该错误恢复方法是等待电池电压降到UREG以下，清除出错状态进入下一个充电周期，这种情况发生在电池带负载、自放电或电池被移去时。另一种情况为当充电电压在充电门槛值UREG以下时，定时器出错，该错误恢复方法是输出一个小电流IFAULT，直到电池电压上升到UREG，然后按照上一种情况进行恢复。管理流程（见PDF）8.2.3BQ24025的单片机控制

BQ24025芯片可独立构成充电系统，使用单片机可更好地实现智能控制，如自动断电、充电完成报警等。图8-9所示为单片机控制的BQ24025芯片构成的充电系统。图8-9单片机控制BQ24025芯片电路图

8.3.1电源监控概述

在系统上电时或由于电源短时间断电导致系统电源波动时，可能会导致微控制器件程序跑飞或系统死机。为了保证系统正常可靠运行，必须对系统电源进行实时监控，在监测到可能会导致系统不能正常运行的情况时对系统进行复位。电源监控器件就是实现这种功能的芯片。它广泛应用于微处理器系统、计算机、嵌入式控制器、PDA和手持式设备、电池供电系统、无线电通信系统等。8.3电源监控8.3.2常用电源监控芯片

电源监控芯片种类繁多，各大半导体厂商都有其电源监控系列芯片，在此以Sipex公司生产的电源监控元件(如表8-3所示)为例讲解。

表8-3Sipex公司电源监控芯片一览表续表表8-3为Sipex公司生产的电源监控芯片，该系列芯片的使用方法大致相同，在此以最常用的SP809为例讲解芯片的使用方法。

SP809是一种单一功能的微处理器复位芯片，用于监控微控制器和其他逻辑系统的电源电压。它可以在上电、掉电和节电情况下向微控制器提供复位信号。当电源电压低于预设的门槛电压时，器件会发出复位信号，在电源电压恢复到高于门槛电压一段时间(230ms典型值)后，这个复位信号才会结束。

SP809有效的复位输出为低电平。其主要特性如下：

图8-10SP809引脚封装图图8-11SP809典型应用电路

(1)精确监控2.3V、2.6V、2.9V、3.1V、4.0V、4.4V、4.6V电源；

(2)复位延时时间最小为140ms，典型为230ms；

(3)低电平有效的RESET输出；

(4)低至0.9V电源时仍能产生有效的复位信号；

(5)小型的三管脚SOT-23封装；

(6)无需外部配件。

SP809引脚封装如图8-10所示。SP809后缀与精确监控电压值间的关系。引脚功能说明如下：

VCC：电源端；

GND：接地端；

：复位电平输出端。

其典型应用电路如图8-11所示，当电源电压UCC从低于SP809的监控复位电压到高于SP809的监控复位电压时，SP809的端口输出低电平信号并维持230ms，该信号输出到微控制器的复位引脚，从而使微控制器重新复位，保证微控制器系统上电时可靠复位。8.3.3单片机内部电源监控模块

在单片机应用系统中，对供电电源的电压进行监控是非常重要的。MSP430系列单片机中某些型号的单片机集成有供电电压监控模块(SVS)，在此介绍SVS模块的应用。

SVS模块用来监控AVCC电压或者外部输入电压。当AVCC电压或者外部输入电压小于用户设定的门限时，SVS将产生一个标志或者产生自动复位信号。SVS具有以下特点：

(1)监控AVCC电压；

(2)可选择是否产生复位信号；

(3)

SVS比较器的输出可以通过软件进行访问；

(4)低电压条件为锁存方式，并能通过软件进行访问；

(5)可以设置14个可选的门限电平；

(6)由于有外部输入管脚，因此可以监控外部电压。

为了能够正确设置SVS模块，对SVS模块的寄存器进行简单介绍。SVS模块只有一个寄存器：SVSCTL。下面对SVSCTL寄存器的位分配进行简单介绍，如图8-12所示。图8-12SVSCTL寄存器的位分配示意图

SVSCTL寄存器主要包括以下5个有效的位字段。

VLDx：门限电平设置位字段。该位字段由4个位组成，可以设置14个门限电平，具体的门限电平参看表8-4。

表8-4VLDx的设置值PORON：复位信号产生控制位。当该位为1时，检测到SVSFG标志后产生复位信号；当该位为0时，检测到SVSFG标志后不产生复位信号。

SVSON：SVS模块工作状态位。该位为只读位，当该位为1时，SVS模块处于打开状态；当该位为0时，SVS模块处于关闭状态。

SVSOP：SVS比较器输出位。当该位为1时，SVS比较器输出高电平；当该位为0时，SVS比较器输出低电平。

SVSFG：低电压检测标志位。当该位为1时，检测到低电压；当该位为0时，没有检测到低电压。

使用SVSCTL模块时，首先设置门限电平，然后根据需要设置是否产生复位信号，如果产生复位信号，则系统会进行复位，如果不产生复位信号，则程序需要查询SVSFG标志，如果一旦检测到该标志为1，则说明检测到低电压情况发生，要进行相应的处理。由于SVSFG是被锁存的，因此软件在访问后需要清除该标志。

对于一个系统而言，通常情况下需要将我们日常生活中使用的市电转换为系统所需电压，这就需要用到电源。一般情况下，对于小功率场合(<10W)线性电源的成本低于开关电源且设计简单，从这方面考虑可以应用线性电源。随着功率的增大，开关电源的成本低于线性电源，因此，在中大功率场合一般使用开关电源。如果从节能环保方面考虑，则应使用开关电源。本节重点介绍开关电源的简便设计方法。8.4开关电源8.4.1开关电源概述

开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源。开关电源一般由脉冲宽度调制(PWM)控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一点称为成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术也在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广阔的发展空间。开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外开关电源的发展与应用在节约能源、节约资源及保护环境方面都具有重要的意义。

本节根据工程开发的实际需要，分别介绍小功率开关电源与中功率开关电源的快速设计方法，对于大功率开关电源由于涉及到比较专业的技术，感兴趣的读者可参考相关手册。8.4.2小功率开关电源

对于小功率开关电源的设计，通常采用单片开关电源集成芯片进行设计，目前能够提供单片开关电源集成芯片的厂商很多，如美国电源集成(PowerIntegrations，简称PI)公司推出的TinySwitch系列及其该系列的升级系列TinySwitch-Ⅱ和TinySwitch-Ⅲ系列等，意-法半导体有限公司(简称ST公司)开发出的VIPer12A、VIPer22A等小功率单片开关电源系列产品，荷兰飞利浦(Philips)公司开发的TEA1510、TEA1520、TEA1530、TEA1620等系列单片开关电源集成电路，美国安森美半导体(ONSemiconductor)公司开发的NCP1000、NCP1050、NCP1200系列单片开关电源集成电路，中国无锡芯朋(Chipown)公司生产的AP8022系列单片开关电源集成芯片。本节以PI公司的TinySwitch-Ⅱ系列的TNY268为例，利用其设计软件PIExpert介绍小功率开关电源的设计方法及过程。

1. PIExpert的主要特点

PIExpert是美国PI公司推出的隔离式AC/DC变换器和DC/DC电源变换器设计系统。其主要特点如下：

(1)

PIExpert是基于PC的设计软件，它能根据设计人员输入的技术指标来确定开关电源的最佳拓扑电路，包括元器件选择(确定输入滤波电容、钳位保护电路、高频变压器、输出整流管等关键元器件的型号和参数值)和高频变压器结构设计，帮助用户迅速完成一个低成本、高效率、隔离式开关电源或DC/DC电源变换器的设计。单片开关电源可选择连续模式或不连续模式，最大输出功率可达300W。

(2)该软件采用交互式设计模式，具有直观的图形界面(包括产品选择指南、设计结果和设计提示)，引导用户完成设计。它可帮助用户设置PI器件所提供的先进电源特性，例如过电压和欠电压保护、过热保护、外部电流限制等。在设计结果中还包含各种电路的示意图。

(3)新增加了多路输出式开关电源的优化设计功能，最多可支持六路输出(允许有一路负压输出)，并可选择低成本优化设计或高效率优化设计。优化过程是首先生成多种设计方案，然后与PI公司编译专家设计的规范数据库进行比较，并给每种设计方案打分，最后以分数最高的作为最佳设计方案。

(4)新版本中将专供设计高频变压器使用的辅助工具软件PITransformerDesigner作为PIExpert的一部分，从而可在PIExpert中快速、方便地完成高频变压器的全部设计。在PIExpert中更改设计时，高频变压器参数也会相应更新，这是其显著特点。最新版本中支持最新出品的器件系列，如您使用的版本不支持需使用的器件，请登录http:///网站下载最新软件包。

(5)能根据输出功率选择钳位电路的类型，计算所需元件值并给出元件编号。

(6)能提供输入级EMI(电磁干扰)滤波器的建议，可根据输出功率选择合适的EMI滤波器，并给出滤波元件值及元件编号。

(7)能自动生成开关电源的结构框图、部分单元电路和数据表格，所增加的恒压/恒流(CV/CC)输出选项以及对设计反馈电路的支持，能为设计电池充电器提供方便。

(8)支持选用LinkSwitch-CV和LinkSwitch-Ⅱ，完成隔离式LED驱动器的设计功能。

2. PIExpert的典型设计步骤

PIExpert系统是采用图形用户界面(GraphicalUserInterfaces，GUI)、面向初学者和专业技术人员、能快速完成单片开关电源优化设计的实用工具软件。它通过接受用户输入的开关电源规格参数，自动生成由PI器件构成的单片开关电源设计方案。利用该程序中的“产品选择指南”，可帮助对PI器件还不太熟悉的用户，根据输入电源的规格来选择最适合的PI系列产品及外围元件，计算所选PI器件在指定的最低输入电压下提供满载功率所需输入滤波电容的最小值，得到经过优化的高频变压器完整的数据表格，并根据所指定的输出功率选择最小尺寸的磁芯和骨架，以降低成本和体积。

下面通过一个设计实例来介绍PIExpert用户界面的主要特点及快速设计方法。设计一个常用电源，总输出功率为8W。两路输出分别为12V/0.3A、5V/1A。

(1)打开PIExpert，其主菜单如图8-13所示。主菜单包括文件(File)菜单、视图(View)菜单、工具(Tools)菜单和帮助(Help)菜单。用鼠标左键单击图中每个菜单的名称，即可看到该菜单的选项。图8-13PIExpert的主菜单工具栏主要按钮的功能如下：

—新建一个设计文件，运行PIExpert设计向导。使用PIExpert系统的设计向导，可为简化单片开关电源设计提供另一种解决方案，单击该按钮，即可利用PIExpert设计向导，帮助用户进行开关电源设计。

—运行产品选择指南。

—打开一个设计文件，运行PIExpert设计向导。

—将设计结果保存为带有.UDS扩展名的文件。

—打印设计结果(仅对设计结果面板有效)。

—PIViewer浏览器。

—PIXlsDesigner电子数据表格。

—网上的高频变压器供应商列表。

—PI公司的网上样品库。

(2)单击新建设计按钮，运行PIExpert设计向导。首先弹出的设计选项面板如图8-14所示。该面板有5个设计选项，每个选项都有一个下拉菜单。拓扑结构选择反激式(Flyback)，PI器件选择TinySwitch-Ⅱ，采用DIP-8无铅封装，开关频率选120kHz。图8-14设计选项面板

(3)单击“下一个”，进入如图8-15所示的输入面板。交流默认值为世界通用的交流输入范围“Universal(85～265V)”。

(4)单击“下一个”，进入输出面板。单击“添加”按钮，在输出编辑对话框内设定第一路输出为12V/0.3A。再用添加方式设定第二路输出为5V/1A。设置好的输出面板如图8-16所示。图8-15输入面板图8-16设置好的输出面板

(5)单击“下一个”，进入设计设置面板。输入新设计的文件名“8W实验电源”，进行优化时的元件集使用全部记录(AllRecords)，选择使用屏蔽绕组(UseShieldWinding)，采用国际单位制(SI单位)，并选择显示新的设计设置(ShowSettingforNewDesign)。设计好的设计设置面板如图8-17所示。指定完成所有优化设计后屏幕将要显示的为结构框图。图8-17设计好的设计设置面板

(6)单击“完成”按钮，显示解决方案过滤器面板，如图8-18所示。利用该面板可设置最佳解决方案的数目，并指定主输出的匝数、磁芯尺寸的优化设置。

(7)单击“确定”按钮，即可显示出可能的组合方案面板供用户选择，如图8-19所示。现选择默认的解决方案1(Solution1)。若单击选择区按钮“SelectFields”，还可弹出解决方案1的复选框(从略)。

(8)单击“打开”按钮，即可获得8W实验电源的结构框图，如图8-20所示。窗口提示为“设计通过(优化已完成)”。图8-18解决方案过滤器面板图8-19可能的组合方案面板图8-208W实验电源的结构框图

(9)单击“设计结果”按钮，可得到8W实验电源的全部设计结果表格。图8-21中仅显示出EMI滤波器和一次侧钳位保护电路的设计结果表格。

(10)最后单击“变压器构造”按钮，得到高频变压器的设计结果(包括电特性原理图和绕组结构图)，如图8-22所示。图8-21EMI滤波器和一次侧钳位保护电路的设计结果表格图8-22高频变压器的设计结果8.4.3中功率开关电源

对于中功率开关电源的设计，本书不过多讲解其设计原理，在此以Fairchild公司生产的FS7M0880芯片设计中功率开关电源为例，讲解中功率开关电源的设计方法。通过本节的学习，读者可学会250W以内的开关电源的设计方法。

1. SMPS设计概述

正激式电源因为电路简单的缘故而在中低功率转换应用中得到了广泛的使用。图8-23所示为采用FPS的基本隔离式正激AC/DC开关电源的原理图，它同时也是本文所描述的设计程序的参考电路。由于MOSFET和PWM控制器以及各种附加电路都被集成在了一个封装中，因此，SMPS的设计比分立型的MOSFET和PWM控制器解决方案要容易得多。

本节提供了针对基于FPS的隔离式正激AC/DC开关电源的步进式设计程序，包括变压器设计、复位电路设计、输出滤波器设计、元件选择和反馈环路设计。这里描述的设计步骤具有足够的通用性，可适用于不同的应用。本节介绍的设计程序还可以由一个软件设计工具(FPS设计助手FPSDesignAssistant)来实现，从而使得设计师能够在一个很短的时间内完成SMPS设计。图8-23采用FPS的基本隔离式正激AC/DC开关电源

2.设计步骤

下面以图8-23所示的原理图为参考来介绍中功率开关电源的设计程序。一般而言，对图8-23，大多数FPS从引脚1到引脚4的引脚配置都是相同的。

第一步：确定系统规格。

(1)输入电压范围(和)：图8-23中所示的倍压电路通常是用于通用型输入的。于是，最小线路电压比实际最小线路电压大一倍。

(2)输入电压频率(fL)。

(3)最大输出功率(PO)。

(4)估计效率(Eff)：需要估计功率转换效率以计算最大输入功率。如果没有参考数据可供使用，则对于低压输出应用和高压输出应用，应分别将Eff设定为0.7～0.75和0.8～0.85。

利用估计效率，可由下式求出最大输入功率：

(8.4.1)根据最大输入功率来选择合适的FPS。由于对正激式转换器而言，MOSFET上的电压约为输入电压的两倍，因此，对于通用型输入电压，建议采用具有额定电压为800V的MOSFET的FPS。具有合适额定功率的FPS系列产品也包含于软件设计工具中供选用。

第二步：确定输入整流滤波电容(CDC)和DC电压范围。

最大DC电压纹波由下式得出：

(8.4.2)式中，Dch为规定的输入整流滤波电容充电占空比(如图8-24所示)，其典型值为0.2。

一般将设定为的10%～15%。对于倍压电路，采用了两个串联电容器，它们的电容值均为由(8.4.2)式所决定的电容值的两倍。利用求得的最大电压纹波，可由下式来计算最小和最大DC电压：

(8.4.3)

(8.4.4)图8-24DC耦合线电压波形第三步：确定变压器复位方法和最大占空比(Dmax)。

正激式转换器的一个固有局限是必须在MOSFET关断期间对变压器进行复位，因此应采用附加复位方案。两种最常用的复位方案是辅助绕组复位和RCD复位。根据复位方案的不同，设计方法可稍做改动。

(1)辅助绕组复位：图8-25给出采用辅助绕组复位的正激式转换器的基本电路图。该方案在效率方面具有优势，原因是存储在磁化电感器中的能量返回到输入端。不过，变压器的构造由于复位绕组的增加而变得更加复杂。图8-25采用辅助绕组复位的正激式转换器

MOSFET上的最大电压以及最大占空比由下式给出：

(8.4.5)

(8.4.6)

式中，Np和Nr分别为初级绕组和复位绕组的匝数。

由式(8.4.5)和式(8.4.6)可见，可通过减小Dmax的方法来降低MOSFET上的最大电压。然而，减小Dmax会导致次级侧上的电压增大。因此，正确的设置是Dmax

=

0.45且Np

=

Nr。对于辅助绕组复位，建议采用其占空比在内部被限制于50%以下的FPS，以防止在瞬变过程中发生磁芯饱和。

(2)

RCD复位：图8-26所示为采用RCD复位的正激式转换器的基本电路图。该方案的一个缺点是存储在磁化电感器中的能量在RCD缓冲器中被消耗掉了，这一点与采用复位绕组法的场合是不同的。但是，它却因为简单而被广泛应用于许多对成本敏感的SMPS。图8-26采用RCD复位的正激式转换器最大电压和缓冲电容器标称电压由下式得出：

(8.4.7)

(8.4.8)

由于缓冲电容器电压是固定的且几乎与输入电压无关，因而与复位绕组法(此时转换器工作于一个很宽的输入电压范围内)相比，MOSFET电压减小了。

为了避免发生谐波振荡，建议将Dmax设定在0.5以下。考虑到初级侧和次级侧的电压，正确的做法是将Dmax设定为0.45。

第四步：确定输出电感器电流的纹波因数。

图8-27所示为输出电感器的电流波形。纹波因数被定义为：

(8.4.9)

式中，IO为最大输出电流。

对于大多数实际设计来说，将KRF设定为0.1～0.2是合理的。

一旦确定了纹波因数，则可由下式求得MOSFET的峰值电流和rms(均方根)电流：

(8.4.10)

(8.4.11)

图8-27输出电感器电流和纹波因数

式中，

(8.4.12)

检查一下MOSFET最大峰值电流()是否低于FPS的内置的逐个周期的漏极电流限制值(Ilim)。

第五步：确定变压器的合适磁芯和初级线圈的最少匝数以防止磁芯饱和。

实际上，磁芯的初始选择肯定是很粗略的，因为变量太多了。选择合适磁芯的方法之一是查阅制造商提供的磁芯选择指南。如果没有合适的参考资料，可采用下面的公式作为一个起点。

(8.4.13)式中，Aw为窗口面积，Ae为磁芯的截面积(单位：mm2)，如图8-28所示。fs为开关频率，为正常操作状态下的最大磁通密度增量(单位：T)。如果是正激式转换器，则对于大多数功率铁氧体磁芯来说通常为0.2T～0.3T。可以注意到：由于剩余磁通量密度的缘故，其最大磁通量密度摆幅要比反激式转换器的小。图8-28窗口面积和截面积确定了磁芯之后，即可由下式得出变压器初级侧为避免磁芯饱和而应具有的最少匝数：

(8.4.14)

第六步：确定变压器每个绕组的匝数。

首先确定初级侧绕组与受反馈控制的次级侧绕组(主输出绕组)之间的匝数比作为一个参考值：

(8.4.15)式中，和分别为初级侧绕组和次级侧基准输出绕组(主输出绕组)的匝数。为输出电压，为基准输出的二极管正向压降。

然后确定正确的整数值，使得最终的大于由(8.4.14)式获得的。初级侧的磁化电感由下式得出：

(8.4.16)

式中，Al为无间隙的Al值(单位：nH/匝数2)。

另一个输出(第二输出)的匝数由下式来决定：

(8.4.17)

式中，UO2为输出电压，UF2为第二输出的二极管正向压降。

下一步是确定UCC绕组的匝数，UCC绕组匝数的确定因复位方法的不同而不同。

(1)辅助绕组复位：对于辅助绕组复位，UCC绕组的匝数由下式获得：

(8.4.18)

式中，为UCC的标称电压，UFa为二极管正向压降。由于UCC与输入电压成正比，因此，正确的做法是将设定为UCC起始电压以避免在正常操作期间出现过压保护。

(2)

RCD复位：对于RCD复位，UCC绕组的匝数由下式获得：

(8.4.19)

式中，U＊CC为UCC的标称电压。由于UCC在正常操作中几乎是恒定的，所以，正确的做法是将U＊CC设定得比UCC起始电压高2V～3V。

第七步：根据rms电流来确定每个变压器绕组的导线直径。

第n个绕组的rms电流由公式求出：

(8.4.20)

式中，为第n个输出的最大电流。

当采用辅助绕组复位时，复位绕组的rms电流如下：

(8.4.21)

当导线很长时(超过1m)，电流密度通常为5A/mm2。当导线较短且匝数较少时，6A/mm2～10A/mm2的电流密度也是可以接受的。应避免使用直径大于1mm的导线，以防产生严重的涡电流损耗并使卷绕更加容易。对于大电流输出，最好采用由多股较细的导线组成的并联绕组，以便最大限度地减轻集肤效应。

检查一下磁芯的绕组窗口面积是否足以容纳导线。所需的窗口面积由下式给出：

(8.4.22)

式中，Ac为实际的导体面积，KF为填充系数。在使用骨架的场合，填充系数通常为0.2～0.3。

第八步：确定输出电感器的合适磁芯和匝数。

如图8-29所示，当正向转换器具有一个以上的输出时，将采用耦合电感器以改善交叉电压调节，这是通过将其各自的线圈缠绕于一个共用磁芯上来实现的。图8-29耦合输出电感器首先，确定该耦合电感器的两个绕组之间的匝数比。该匝数比应与变压器的两个输出绕组的匝数比相同，如下式所示：

(8.4.23)

然后，按下式计算主输出电感器的电感：

(8.4.24)

式中，

(8.4.25)

L1为避免发生磁芯饱和而需具有的最少匝数，由下式得出：

(8.4.26)

其中，Ae为磁芯内截面积(单位：mm2)，Bsat为饱和磁通量密度(单位：T)。如果没有参考数据，则采用Bsat

=

0.35T～0.4T。一旦确定了NL1，就可由(8.4.23)式求出NL2。

第九步：根据rms电流来确定每个电感器绕组的导线直径。

第n个电感器绕组的rms电流由下式获得：

(8.4.27)当导线很长时(超过1m)，电流密度通常为5A/mm2。当导线较短且匝数较少时，6A/mm2～10A/mm2的电流密度也是可以接受的。应避免使用直径大于1mm的导线，以防产生严重的涡电流损耗并使卷绕更加容易。对于大电流输出，最好采用由多股较细的导线组成的并联绕组，以便最大限度地减轻集肤效应。

第十步：根据额定电压和额定电流来确定次级侧的二极管。

第n个输出的整流二极管最大电压和rms电流由下式获得：

(8.4.28)

(8.4.29)

第十一步：根据电压和电流纹波来确定输出电容器。

第n个输出电容器的纹波电流由下式得出：

(8.4.30)

该纹波电流值应等于或小于电容器的纹波电流规格值。

第n个输出上的电压纹波由下式获得：

(8.4.31)

式中，和分别为第n个输出电容器的电容值和有效串联电阻(ESR)。由于电解电容器具有较高的ESR，所以有的时候只采用一个输出电容器是不可能满足纹波规格要求的。因而可以使用附加LC滤波器(后置滤波器)。在使用附加LC滤波器时，请当心不要把转折频率设置得过低。转折频率过低有可能导致系统不稳定或限制控制带宽。正确的做法是将滤波器的转折频率设定为开关频率的1/10～1/5左右。

第十二步：设计复位电路。

(1)辅助绕组复位：对于辅助绕组复位，复位二极管的最大电压和rms电流由下式给出：

(8.4.32)

(8.4.33)

(2)

RCD复位：对于RCD复位，复位二极管的最大电压和rms电流由下式给出：

(8.4.34)

(8.4.35)

正常操作状态下缓冲网络的功耗由下式获得：

(8.4.36)式中，Usn为正常操作状态下的缓冲电容器电压，为缓冲电阻，n为，为MOSFET的输出电容。应根据功耗选择具有合适额定瓦特数的缓冲电阻器。正常操作状态下的缓冲电容器电压纹波由下式获得(参见图8-30)：

(8.4.37)

一般而言，5%～10%的纹波在实际情况下是合理的。图8-30缓冲电容器电压第十三步：设计反馈环路。

如图8-31所示，鉴于FPS采用的是电流模式控制，因此反馈环路只需采用一个单极点和单零点补偿电路即可实现。

图8-31控制方框图对于连续导通模式(CCM)操作，采用FPS的正激式转换器的控制输出传递函数由下式给出：

(8.4.38)

式中， ， 。

而且，为受控输出的总有效负载电阻，被定义为。

当转换器具有一个以上的输出时，DC和低频控制输出转换函数与全部负载电阻的并联值成正比(由匝数比的平方来调节)。于是，在(8.4.38)式中用总有效负载电阻替代了的实际负载电阻。

FPS的电压-电流转换比K被定义为

(8.4.39)

式中， 为峰值漏电流， 为某给定工作条件下的反馈电压。

图8-32所示为CCM正激式转换器的控制输出传递函数随负载的变化情况。由于CCM正激式转换器先天具有良好的线路电压调节性能，因此传递函数与输入电压的变化无关。不过，系统极点以及DC增益则随负载条件而改变。图8-32CCM正激式转换器控制输出转移函数随负载的变化情况图8-31的反馈补偿网络转换函数由下式获得：

(8.4.40)

式中

由图8-32可见，在为CCM正激式转换器设计反馈环路过程中，最坏情况发生在满载条件。因此，通过设计在低线路电压和满载条件下具有正确的相位和增益余量的反馈环路即可保证整个工作范围内的稳定性。

反馈环路的设计程序如下(参见图8-33)：

(1)确定穿越频率fC。当采用附加LC滤波器(后级滤波器)时，应将穿越频率设定在低于三分之一后级滤波器转折频率的地方，因为它会导致

-180°的相位差。绝对不要把穿越频率设定得高于后级滤波器的转折频率。如果穿越频率过于靠近转折频率，那么，为了抵消后级滤波器的影响，就应当把控制器设计得具有90°以上的足够相位余量。

图8-33补偿器设计在确定反馈电路元件时，有如下一些限制条件：

(1)连接至反馈引脚的电容器CB与过载条件下的保护延迟时间的关系式如下

(8.4.41)

式中，为保护反馈电压，为保护延迟电流。这些数值在产品数据表里都有提供。一般来说，对于大多数实际应用，10ms～100ms的延迟时间是合适的。在某些场合，带宽有可能因为过载保护的延迟时间要求而受到限制。

(2)与光耦合器和KA431一道使用的电阻器和应被设计成能够为KA431提供合适的工作电流并确保FPS反馈电压的完整工作变化范围。一般而言，KA431的最小阴极电压和电流分别为2.5V和1mA。因此，和的设计应能满足以下条件：

(8.4.42)

(8.4.43)式中，UOP为光二极管正向压降(通常为1V)，为FPS的反馈电流(通常为1mA)。例如，当UO1

=

5

V时，Rbias

<

1

kΩ且RD

<

1.5

kΩ。

3.设计示例

图8-34所示为一输入为市电(AC220V/50Hz)，输出为DC5V/26A、DC12V/10A的电源。采用7M0880正激式设计。

变压器采用EER3542骨架，各引脚缠绕线圈参数如表8-5所示。1脚→3脚应缠绕100匝，分两次缠绕，50匝缠绕在内层，50匝缠绕在外层，目的是减小电磁干扰。图8-347M0880正激式电源设计

表8-5EER3542引脚缠绕参数变压器电气特性如表8-6所示。输出端滤波电感参数为：骨架27Φ16，5V端12匝(线径1Φ

×

2股)，10

V端(线径1.2Φ

×

1股)。

表8-6EER3542变压器电气特性图8-35所示为一输入为市电(AC220V/50Hz)，输出为DC12V/9A的电源。采用7M0880反激式设计。一般情况下反激式的功率要小于正激式设计，正激式设计方法与反激式几乎一致，Fairchild公司给的设计软件亦可用于正激式设计。图8-357M0880反激式电源设计

表8-7EER4042引脚缠绕参数表8-8EER4042变压器电气特性8.4.4变压器

在开关电源设计过程中，电路的参数大部分都可以通过设计软件计算得出，根据计算出的参数直接向电子元件厂商购买即可。只有变压器需设计人员自己试制，成功后由变压器生产厂家根据设计人员给出的参数进行生产。虽然开关电源设计软件都给出了变压器设计参考参数，但是这些参数必须经过具体实验才可确定其实用性。因此，在此介绍变压器设计有关内容。

1.变压器结构

对于反激式变压器的结构有两种主要的设计方法，它们是：

(1)边沿空隙法(MarginWound)，方法是在骨架边沿留有空余以提供所需的漏电和安全要求。

(2)

3层绝缘法(TripleInsulated)，次级绕组的导线被做成3层绝缘以便任意两层结合都满足电气强度要求。

安全要求、漏电和电气强度要求以适当的标准列出，例如对于ITE，在美国包含于UL1950中，在欧洲包含于EN60950(IEC950)。5mm～6mm的漏电距离通常就足够了，因此在边沿的应用中初、次级间通常留有2.5mm～3mm的空间。图8-36给出边沿空隙法结构和3层绝缘法结构。边沿空隙法结构是最常用的类型。边沿空隙法结构由于材料成本低具有很高的性价比。3倍绝缘法结构变压器体积可以做的很小，因为绕组可以利用骨架的全部宽度，边沿不需要留空隙，但是材料成本和绕组成本比较高。图8-36(a)给出边沿空隙法结构，此例中边沿空间由被切割成所想要边沿宽度的带子实现，这种带子通常需要1/2爬电距离(如6mm爬电距离时为3mm)。边沿带子绕的层数与绕组高度相匹配。磁芯的选择应是可利用的绕组宽度至少是所需爬电距离的2倍，以维持良好的耦合和使漏感减到最小。初级绕组是骨架中的第一个绕组，绕组的起始端(和初级紧