通信原理 第五章 数字基带传输系统

第5章数字基带传输系统5.1数字基带信号5.2数字基带传输系统5.3无码间串扰的基带传输系统5.4眼图5.5时域均衡原理5.6部分响应技术1/31/20231第5章数字基带传输系统5.1数字基带信号5.1.1数字基带信号的常用码型传输码型的选择，主要考虑以下几点：

(1)码型中低频、高频分量尽量少；

(2)码型中应包含定时信息，以便定时提取；

(3)码型变换设备要简单可靠；

(4)码型具有一定检错能力，若传输码型有一定的规律性，则就可根据这一规律性来检测传输质量，以便做到自动监测1/31/20232第5章数字基带传输系统

(5)编码方案对发送消息类型不应有任何限制，适合于所有的二进制信号。这种与信源的统计特性无关的特性称为对信源具有透明性；

(6)低误码增殖；

(7)高的编码效率。1/31/20233第5章数字基带传输系统图5–1数字基带信号码型单极性(NRZ)码；(b)双极性(NRZ)码；(c)单极性(RZ)码；(d)双极性(RZ)码；(e)差分码；(f)交替极性码(AMI)；(g)三阶高密度双极性码(HDB3)；(h)分相码；(i)信号反转码(CMI)1/31/20234第5章数字基带传输系统1.单极性不归零(NRZ)码

(1)发送能量大，有利于提高接收端信噪比；

(2)在信道上占用频带较窄；

(3)有直流分量，将导致信号的失真与畸变；且由于直流分量的存在，无法使用一些交流耦合的线路和设备；

(4)不能直接提取位同步信息；

(5)接收单极性NRZ码的判决电平应取“1”码电平的一半。1/31/20235第5章数字基带传输系统2.双极性不归零(NRZ)码

(1)从统计平均角度来看，“1”和“0”数目各占一半时无直流分量，但当“1”和“0”出现概率不相等时，仍有直流成份；

(2)接收端判决门限为0，容易设置并且稳定，因此抗干扰能力强；

(3)可以在电缆等无接地线上传输。1/31/20236第5章数字基带传输系统

3.单极性归零(RZ)码如图5-1(c)所示。在传送“1”码时发送1个宽度小于码元持续时间的归零脉冲；在传送“0”码时不发送脉冲。其特征是所用脉冲宽度比码元宽度窄，即还没有到一个码元终止时刻就回到零值，因此，称其为单极性归零码。脉冲宽度τ与码元宽度Tb之比τ/Tb叫占空比。单极性RZ码与单极性NRZ码比较，除仍具有单极性码的一般缺点外，主要优点是可以直接提取同步信号。此优点虽不意味着单极性归零码能广泛应用到信道上传输，但它却是其它码型提取同步信号需采用的一个过渡码型。即它是适合信道传输的，但不能直接提取同步信号的码型，可先变为单极性归零码，再提取同步信号。

1/31/20237第5章数字基带传输系统4.双极性归零(RZ)码5.差分码6.交替极性码(AMI)

(1)在“1”、“0”码不等概率情况下，也无直流成分，且零频附近低频分量小。因此，对具有变压器或其它交流耦合的传输信道来说，不易受隔直特性影响。

(2)若接收端收到的码元极性与发送端完全相反，也能正确判决。

(3)只要进行全波整流就可以变为单极性码。1/31/20238第5章数字基带传输系统7.三阶高密度双极性码(HDB3)当信码序列中加入破坏脉冲以后，信码B和破坏脉冲V的正负必须满足如下两个条件：1/31/20239第5章数字基带传输系统

(1)B码和V码各自都应始终保持极性交替变化的规律，以便确保编好的码中没有直流成分。

(2)V码必须与前一个码(信码B)同极性，以便和正常的AMI码区分开来。如果这个条件得不到满足，那么应该在四个连“0”码的第一个“0”码位置上加一个与V码同极性的补信码，用符号B′表示。此时B码和B′码合起来保持条件(1)中信码极性交替变换的规律。1/31/202310第5章数字基带传输系统8.分相码9.传号反转码(CMI)10.多进制码

图5–2四进制代码波形1/31/202311第5章数字基带传输系统5.1.2数字基带信号功率谱假设随机脉冲序列为1/31/202312第5章数字基带传输系统从(5-3)式我们可以得出如下结论：若假设g1(t)=0,g2(t)为门函数，且p=1/2,则功率谱密度为1/31/202313第5章数字基带传输系统只有连续谱和直流分量。同理，当P=1/2时，图5-1(b)双极性信号的谱密度为单极性归零码谱密度双极性归零码谱密度1/31/202314第5章数字基带传输系统根据信号功率的90%来定义带宽B，则有利用数值积分，由上式可求得双极性归零信号和单极性归零信号的带宽近似为1/31/202315第5章数字基带传输系统5.2数字基带传输系统5.2.1数字基带系统的基本组成图5–9数字基带传输系统方框图1/31/202316第5章数字基带传输系统5.2.2基带传输系统的数学分析图5–12基带传输系统简化图假定输入基带信号的基本脉冲为单位冲击δ(t)，这样发送滤波器的输入信号可以表示为1/31/202317第5章数字基带传输系统其中ak是第k个码元，对于二进制数字信号，ak的取值为0、1(单极性信号)或-1、+1(双极性信号)。由图5-12可以得到式中h(t)是H(ω)的傅氏反变换，是系统的冲击响应，可表示为nR(t)是加性噪声n(t)通过接收滤波器后所产生的输出噪声。1/31/202318第5章数字基带传输系统抽样判决器对y(t)进行抽样判决，以确定所传输的数字信息序列{ak}。为了判定其中第j个码元aj的值，应在t=jTb+t0瞬间对y(t)抽样，这里t0是传输时延，通常取决于系统的传输函数H(ω)。显然，此抽样值为1/31/202319第5章数字基带传输系统5.2.3码间串扰的消除图5–13理想的传输波形1/31/202320第5章数字基带传输系统5.3无码间串扰的基带传输系统

(1)基带信号经过传输后在抽样点上无码间串扰，也即瞬时抽样值应满足：令k′=j-k，并考虑到k′也为整数，可用k表示，1/31/202321第5章数字基带传输系统

(2)h(t)尾部衰减快。从理论上讲，以上两条可以通过合理地选择信号的波形和信道的特性达到。下面从研究理想基带传输系统出发，得出奈奎斯特第一定理及无码间串扰传输的频域特性H(ω)满足的条件。1/31/202322第5章数字基带传输系统

5.3.1理想基带传输系统

理想基带传输系统的传输特性具有理想低通特性，其传输函数为如图5-14(a)所示，其带宽B=(ωb/2)/2π=fb/2(Hz)，对其进行傅氏反变换得1/31/202323第5章数字基带传输系统图5–14理想基带传输系统的H(ω)和h(t)1/31/202324第5章数字基带传输系统如果信号经传输后整个波形发生变化，但只要其特定点的抽样值保持不变，那么用再次抽样的方法(这在抽样判决电路中完成)，仍然可以准确无误地恢复原始信码，这就是奈奎斯特第一准则(又称为第一无失真条件)的本质。在图5-14所表示的理想基带传输系统中，各码元之间的间隔Tb=1/(2B)称为奈奎斯特间隔，码元的传输速率RB=1/Tb=2B

。

所谓频带利用率是指码元速率RB和带宽B的比值，即单位频带所能传输的码元速率，其表示式为1/31/202325第5章数字基带传输系统图5-15H(ω)的分割1/31/202326第5章数字基带传输系统5.3.2无码间串扰的等效特性1/31/202327第5章数字基带传输系统由于h(t)是必须收敛的，求和与求积可互换，得1/31/202328第5章数字基带传输系统5.3.3升余弦滚降传输特性升余弦滚降传输特性H(ω)可表示为

H(ω)是对截止频率ωb的理想低通特性H0(ω)按H１(ω)的滚降特性进行“圆滑”得到的，H1(ω)对于ωb具有奇对称的幅度特性，其上、下截止角频率分别为ωb+ω1、ωb-ω1。它的选取可根据需要选择，升余弦滚降传输特性H1(ω)采用余弦函数，此时H(ω)为1/31/202329第5章数字基带传输系统

(1)当α=0，无“滚降”，即为理想基带传输系统，“尾巴”按1/t的规律衰减。当α≠0，即采用升余弦滚降时，对应的h(t)仍旧保持t=±Tb开始，向右和向左每隔Tb出现一个零点的特点，满足抽样瞬间无码间串扰的条件，但式(5-23)中第二个因子对波形的衰减速度是有影响的。在t足够大时，由于分子值只能在+1和-1间变化，而在分母中的1与(2αt/Tb)2

比较可忽略。因此，总体来说，波形的“尾巴”在t足够大时，将按1/t3的规律衰减，比理想低通的波形小得多。此时，衰减的快慢还与α有关，α越大，衰减越快，码间串扰越小，错误判决的可能性越小。1/31/202330第5章数字基带传输系统

(2)输出信号频谱所占据的带宽B=(1+α)fb/2，当α=0时，B=fb/2，频带利用率为2Baud/Hz，α=1时，B=fb，频带利用率为1Baud/Hz；一般α=0~1时，B=fb/2~fb，频带利用率为2~1Baud/Hz。可以看出α越大，“尾部”衰减越快，但带宽越宽，频带利用率越低。因此，用滚降特性来改善理想低通，实质上是以牺牲频带利用率为代价换取的。1/31/202331第5章数字基带传输系统(3)当α=1时，有1/31/202332第5章数字基带传输系统5.4眼图图5-19基带信号波形及眼图1/31/202333第5章数字基带传输系统图5-20眼图照片1/31/202334第5章数字基带传输系统图5-21眼图的模型1/31/202335第5章数字基带传输系统

(1)最佳抽样时刻应选择在眼图中眼睛张开的最大处。

(2)对