高频电子线路第3章-高频功率放大器电路

13.1高频功率放大器概述3.2谐振功率放大器的工作原理3.3谐振功率放大器的特性分析3.4谐振功率放大器电路与设计3.5丁类和戊类谐振功率放大器3.6集成射频功率放大器及其应用简介3.7宽带高频功率放大器第3章高频功率放大器电路2由于输出功率大,从节省能量的角度考虑,效率更加显得重要3.1高频功率放大器概述高频功率放大器的主要功能：

用小功率的高频输入信号去控制高频功率放大器,将直流电源供给的能量转换为大功率高频能量输出高频功率放大器是发射机的重要组成部分高频功率放大器的分类：

可分为窄带放大器和宽带放大器两类3

即晶体管集电极电流导通时间小于输入信号半个周期的工作状态。同时,

为了滤除丙类工作时产生的众多高次谐波分量,采用LC谐振回路作为选频网络,故称为丙类谐振功率放大电路。例如,中波段调幅广播的载波频率为(535-1605)kHz,而传送信息的相对带宽只有0.6%-1.7%,发射机中的高频功率放大器一般采用窄带选频网络为负载。显然,谐振功放属于窄带功放电路。

对某些特殊要求的通信机，要求频率相对变化的范围大。工作频带要求较宽,或要求经常迅速更换选频网络中心频率的情况，可采用传输线变压器作匹配负载网络构成的宽带高频功率放大器，宽带功放工作在甲类状态,可以采用功率合成技术来增大输出功率。高频功放常采用效率较高的丙类工作状态宽带功放工作在甲类状态43.2谐振功率放大器的工作原理图3.1高频谐振功率放大器原理电路图3.2.1基本工作原理偏置电压VBB<0.7V谐振回路：滤波和阻抗匹配5设输入信号，从图3.1(c)电路可见，晶体管基极与发射极之间的电压为：（3.2）

VBB本身包含正负号（3.1）（3.4）（3.5）（3.6）（3.3）集电极电流是周期性的尖顶余弦脉冲晶体管集电极与发射极之间的电压为：6图3.2谐振功率放大器激励电压与集电极电流脉冲波形7图3.3谐振功率放大器中电流电压波形83.2.2谐振功率放大器的近似分析图3.4晶体管特性曲线折线化及集电极电流脉冲波形（3.7）折线近似分析法9式中，gc为折线化转移特性曲线的斜率。输入回路和输出回路可以重新写为：（3.8）（3.9）由图所示的几何关系，即当

t=

时，iC=0，可以写出：

（3.10）导通角定义一个周期内导通角度的1/2为导通角（见图3.4）。10需要注意的是，VBB可正可负，即就是图3.4中的长度。将uBE代入式（3.7），并利用式（3.10）可得：（3.11）（3.12）由图3.4可见，当

t=0时，iC=iCmax，由式（3.11）可得：11这样，

式（3.13）是以

和iCmax为自变量的iC的表达式。上式实质上就是式（3.3）尖顶电流脉冲的数学表达式，利用傅立叶级数可展开为：（3.13）其中IC0为直流分量，Icnm为基波及各次谐波的振幅。应用数学中求傅立叶级数的方法可以求出各个分量，它们都是

的函数。（3.14）12（3.15）（3.16）13同理，（3.17）（3.18）14一般情况下，（3.19）（3.20）式中，

称为余弦脉冲电流分解系数，其大小是导通角

的函数。

15图3.5余弦脉冲电流分解系数163.2.3输出功率与效率

放大器输出的交流功率等于集电极基波电流分量在负载Re上的平均功率，即：电源输入的直流功率PD等于集电极直流分量IC0与VCC的乘积，即：集电极耗散功率PC等于直流功率PD与交流功率Po之差，即：定义集电极效率为：（3.21）（3.22）（3.24）（3.23）17其中，

称为集电极电压利用系数，。

称为波形系数。是导通角

的函数，且是单调的，其关系如图3.5所示。

在的条件下，可求得不同工作类型时放大器的效率：

甲类工作状态：乙类工作状态：丙类工作状态：18

由图3.5可以看出,α1(90°)=α1(180°)=0.5,这两种情况分别对应于乙类和甲类工作状态,均比丙类(θ＜90°)的数值高,而α1的最大值是α1(120°)=0.536,处于甲乙类状态。这意味着当回路谐振电阻Re和脉冲高度相同时,丙类的输出功率比甲类、甲乙类和乙类都要小一些,但是丙类的集电极效率比它们都要高。如何兼顾效率和输出功率两个重要指标呢？19

分析式(3.24)（3.21）可知,增大ξ和g1的值是提高效率的两个措施,增大α1是增大输出功率的措施。然而由图3.5可知,增大g1与增大α1是互相矛盾的：在θ<120°时，导通角θ越小,g1越大,效率越高,但α1却越小,输出功率也就越小。所以要兼顾效率和输出功率两个方面,选取合适的导通角θ。若取θ=70°,

此时的集电极效率可达到86.5%,而θ=120°时的集电极效率仅为64%左右。因此,一般以70°作为最佳导通角,可以兼顾效率和输出功率两个重要指标。20例3.1

在图3.1(c)所示谐振功率放大器电路中，VCC=30V，测得IC0=100mV，Ucm=28V，

=70º，求该功率放大器的iCmax、Po、PD、PC、C和回路谐振阻抗Re。解：由图可查得因此由式(3.15)可求得由式(3.17)可求得由式(3.21)可求得由式(3.22)可求得由式(3.23)可求得由式(3.24)可求得由式(3.5)可求得213.3谐振功率放大器的特性分析

谐振功率放大器的输出功率、效率及集电极耗散等都与集电极负载回路的谐振阻抗、输入信号的幅度、基极偏置电压以及集电极电源电压的大小密切相关。为了得到大功率、高效率的输出，必须对谐振功率放大器的工作状态进行分析。3.3.1谐振功率放大器的工作状态与负载特性

动态特性是指当加上激励信号及接上负载阻抗时，晶体管集电极电流ic与电极电压uBE或uCE的关系曲线，它在iC~uBE或iC~uCE坐标系统中是一条曲线。当晶体管的特性用折线近似时，动态特性曲线即为直线。1.高频功放的动态特性22又根据可得

由上式可知，iC与uCE是直线关系，两点决定一条直线，因此只要在输出特性上求出谐振功率放大器的两个瞬时工作点，它们的连线就是晶体管放大区的动态特性曲线，又称为交流负载线。（3.25）据式（3.11）：在分析之前,先确定动态线iC与uCE之间相互变化关系的轨迹线23图3.6高频谐振功率放大器的动特性曲线

由式(3.8)和(3.9)有：代入式(3.7),经过整理可得到动态线表达式:其中iC=-gd(uCE-Uo)求放大区内动态线AB的表达式：在A点没有进入饱和区时，动态特性曲线的斜率为负值：动态特性不仅与Re有关，而且与

有关。24252.谐振功率放大器的工作状态由图3.6可知，若改变电路参数，瞬时工作点的位置可能发生移动。因此，根据A点的位置不同，谐振功率放大器有欠压、临界和过压三种工作状态。

图3.7三种状态下的动态特性及集电极电流波形

动态线A1B1C1：斜率最大,即对应的负载Re最小,相应的输出电压振幅Ucm1也最小,晶体管工作在放大区和截止区。注意：在过压状态时,iC波形的顶部发生凹陷,这是由于进入过压区后转移特性为负斜率而产生的。

根据输出电压振幅大小的不同,这三种工作状态分别称为欠压状态、临界工作状态和过压状态,而放大区和饱和区又可分别称为欠压区和过压区。

动态线A3FB3C3：斜率最小,即对应的负载Re最大,相应的输出电压振幅Ucm3比Ucm2略为增大,晶体管工作在饱和区、放大区和截止区。

动态线A2B2C2：斜率较小，与特性曲线相交于饱和区和放大区的交点处(此点称为临界点),相应的输出电压振幅Ucm2增大,晶体管工作在临界点、放大区和截止区。26273.负载特性图3.8电流波形随Re

变化的特性三种状态下的动态特性及集电极电流波形图3.9谐振功率放大器的负载特性负载特性是指当保持晶体管及VCC、VBB、Uim不变时，改变负载电阻Re，谐振功率放大器的电流IC0、Ic1m，输出电压Ucm，输出功率P0，集电极耗散PC，电源功率PD及集电极效率C随之变化的曲线。28由下式近似确定工程上临界状态对应的负载电阻称为匹配负载，用表示。可以根据所需输出信号功率其中，为集电极饱和压降。

可以看到,随着Re的逐渐增大,动态线的斜率逐渐减小,由欠压状态

临界状态

过压状态。

在临界状态时,输出功率Po最大,集电极效率接近最大,所以是最佳工作状态。293.3.2VCC对放大器工作状态的影响（a）脉冲形状变化（b）集电极调制特性图3.10对放大器工作状态的影响VCC的变化使得静态工作点左右平移,从而使欠压区内的动态线左右平移,动态线的斜率不变。由图3.10(b)可以看到，在欠压状态时,当VCC改变时,Ucm几乎不变。在过压状态时,Ucm随VCC而单调变化。

若VBB、Re和Uim固定,输出电压振幅Ucm随集电极电压VCC变化的规律被称为集电极调制特性。30图3.11集电极调幅电路

功放应工作在过压状态,才能使VCC对Ucm有控制作用,即振幅调制作用。30313.3.3Uim和VBB对放大器工作状态的影响（a）iC脉冲形状变化（b）放大特性图3.12对放大器工作状态的影响1.对放大器工作状态的影响

若VBB、VCC、Re三个参数固定,输入Uim变化,此时输出Ucm以及Po、ηc等性能指标随之变化的规律被称为放大特性。

322.对放大器工作状态的影响（a）iC脉冲形状变化（b）基极调制特性图3.13对放大器工作状态的影响

若VCC、Re和Uim固定,输出电压振幅Ucm随基极偏压VBB变化的规律被称为基极调制特性。33图3.14基极调制电路例3.2某谐振功放工作在过压状态，现欲将它调整到临界状态，应改变哪些参数？不同的调整方法所得到的输出功率是否相同？解：减小RP（如图3.9），或增大VCC（如图3.10），或减小VBB（如图3.13）

，减小Uim（如图3.12）

；或综合调节。不同的调整方法所得到的输出功率不相同。

功放应工作在欠压状态,才能使VBB对Ucm有控制作用。根据以上对丙类谐振功放的性能分析,可得出以下几点结论:(1)若对等幅信号进行功率放大,根据负载特性，应使功放工作在临界状态,此时输出功率最大,效率也接近最大。比如对第7章将介绍的调频信号进行功率放大。

(2)若对非等幅信号进行功率放大,根据放大特性，应使功放工作在欠压状态,但线性较差。若采用甲类或乙类工作,则线性较好。比如对第5章将介绍的调幅信号进行功率放大。小结34(3)丙类谐振功放在进行功率放大的同时,也可进行振幅调制。若调制信号加在基极偏压上,功放应工作在欠压状态；若调制信号加在集电极电压上,功放应工作在过压状态。

(4)回路等效总电阻RΣ直接影响功放在欠压区内的动态线斜率,对功放的各项性能指标关系很大,在分析和设计功放时应重视负载特性。363.4谐振功率放大器电路与设计

实际的谐振功率放大器电路，往往要比原理电路复杂得多。它通常包括直流馈电（包括集电极馈电和基极馈电）和匹配网络（包括输入匹配网络和输出匹配网络）两个部分。3.4.1直流馈电电路1.集电极馈电线路集电极馈电可分为两种形式，一种为串联馈电，另一种为并联馈电。(1)串联馈电集电极串联馈电是一种在电路形式上直流电源VCC，集电极负载谐振回路，晶体管c、e三者为串联连接的馈电方式，如图3.15所示。37图3.15集电极串馈电路LC和CC的取值在实际工程中需满足：

（3.26）（3.27）38(2)并联馈电图3.16集电极并馈电路与串馈类似，LC和CC的取值在实际工程中需满足：（3.28）（3.29）392.基极馈电线路

图3.17基极馈电线路

基极馈电线路原则上和集电极馈电相同，也有串馈与并馈之分。基极串联馈电是指偏置电压VBB，输入信号源ui及管子b、e三者在电路形式上为串联连接的一种馈电方式，而在电路形式上为并联连接的则称为并联馈电。如图3.17所示。不论串馈还是并馈同样都满足关系式折线近似分析法都适用。40图3.19“零”偏置电压和略微正电压偏置电路图3.18基极自给偏压413.4.2滤波匹配网络1.对匹配网络的要求

图3.20中，RL通过输出匹配网络转换成工作在临界状态时所需的Reopt值。匹配网络同时又是选频网络，它能滤除高次谐波电流Icnm。由于起到了滤波和匹配的双重作用，又称为滤波匹配网络。

图3.20匹配网络42对滤波匹配网络的主要要求是：(1)滤波匹配网络应有选频作用，充分滤除不需要的直流和谐波分量，以保证外接负载上仅输出高频基波功率。通常，滤波性能的好坏用滤波度Φn表示，即

(2)滤波匹配网络还应有阻抗变换作用（3.30）(3)滤波匹配网络应能将功率管给出的信号功率Po高效率传送到外接负载RL上（功率为PL），即要求匹配网络的效率（称为回路效率ηk=PL/Po）高。另外，匹配网络还应保证一定的通频带，结构简单，调整方便。下面仅讨论滤波匹配网络的阻抗变换特性。432.LC网络的阻抗变换作用(1)串并联电路的阻抗变换图3.21串并联电路阻抗变换由可得到串联阻抗转换为并联阻抗的关系式为（3.31）（3.32）（3.33）44反之可得到并联阻抗转换为串联阻抗的关系式为

（3.34）（3.35）（3.36）Qe为品质因数，一般都大于1。由式（3.31）~（3.36）可见，并联形式电阻Rp大于串联形式电阻Rs；转换前后电抗性质不变，且电抗值相差很小。45(2)L型滤波匹配网络的阻抗变换

L型网络是由两个异性电抗元件接成“L”形结构的阻抗变换网络，它是最简单的阻抗变换电路。图3.23(a)是低阻抗变高阻抗的L型滤波匹配网络。

(a)L型滤波匹配网络(b)等效电路图3.23低阻变高阻L型滤波匹配网络46将图3.23(a)中L和RL串联电路用并联电路来等效，可得如图3.23(b)所示的等效电路。由式（3.31）~（3.36）串并联电路阻抗变换关系可得（3.37）图3.23(b)所示并联回路在信号频率上应呈现谐振，有，其谐振电阻Re等于RL。

（3.38）47例3.4已知某谐振功率放大器工作频率f=50MHz，实际负载电阻RL=50，所需的匹配负载为Re=1k。试设计一L型网络作为输出滤波匹配网络。解：采用低阻变高阻型L型滤波匹配网络，其电路如图3.23(a)所示，参数设计如下由式（3.38）可得由式（3.37）可得因此

如果外接负载电阻RL比较大，而放大器要求的负载电阻Re比较小，可采用图3.24(a)所示的高阻变低阻L型滤波匹配网络。48(a)L型滤波匹配网络(b)等效电路图3.24高阻变低阻L型滤波匹配网络将图3.24(a)中C和RL并联电路用串联电路来等效，可得如图3.24(b)所示的等效电路。由式（3.31）~（3.36）并串联电路阻抗变换关系可得（3.39）（3.40）49图3.23(a)和图3.24(a)两种L型滤波匹配网络均是低通电路，图3.25所示为两种高通电路。相比来讲，低通电路具有良好的高频滤波作用，应用较为广泛。图3.25两种高通型网络低阻变高阻型高阻变低阻型50(3)型和T型滤波匹配网络

形网络的形式如图3.26(a)所示。它可以视作是两节L型匹配网络的级联，如图3.26(b)所示。型匹配网络的阻抗变换特点是高阻→低阻→高阻。(a)

型网络(b)等效电路图3.26

型滤波匹配网络51(a)T型网络(b)等效电路图3.27T型滤波匹配网络

T型网络的形式如图3.27(a)所示。显然，它可以视作是两节L型匹配网络的级联，如图3.27(b)所示。T型匹配网络的阻抗变换特点是低阻→高阻→低阻。523.4.3谐振功率放大器的电路设计实例例3.6设计一个用3DA1硅高频三极管做成的谐振功率放大器，工作频率fo=2MHz，输出功率Po=2W，VCC=24V，查得3DA1的参数如下：fT=70MHz，Ap13dB，ICM=750mA，PCM>1W，

10，VCES1.5V。ICM为晶体管允许的最大集电极电流，PCM为允许的最大集电极耗散功率，VCES为饱和压降。试计算其他参数。解：(1)工作于低频区，可用折线法计算。选导通角(2)计算匹配电阻，设工作于临界状态，则53(3)计算从最大允许电流角度看，晶体管工作是安全的。(4)计算从集电极耗散功率看，晶体管工作是安全的。由及这两个条件看，设计是合理的。54(5)输入参数的计算设硅晶体管导通电压则553.4.4谐振功率放大器的实际电路图3.2950MHz谐振功率放大器电路56图3.30150MHz谐振功率放大器电路573.5丁类和戊类谐振功率放大器

图3.31为丁类（D类）谐振功率放大器的原理电路和相应的波形。图中，ub1和ub2是由ui通过变压器产生的两个极性相反的输入激励电压，分别加到两个特性配对的同型功率管V1和V2的输入端。若输入激励电压为角频率为的余弦波，且其幅值足够大，足以使ui正半周时T1管饱和导通，T2管截止，ui负半周时T2管饱和导通，T1管截止，设V1和V2管的饱和压降为UCES，则当V1管饱和导通时，A点对地电压为当V2管饱和导通时58图3.31丁类谐振功率放大器的原理电路及其波形59因此，uA是幅值为

因此，uA是幅值为的矩形方波电压。该电压加到由L、C和R组成的串联谐振回路上，若谐振回路调谐在输入信号角频率上，且其Q值足够高，则可近似认为通过回路的电流io是角频率为的余弦波，RL上获得不失真输出功率。

603.6集成射频功率放大器及其应用简介图3.32M57704内部电路图61图3.33M57704外形尺寸图62

图3.34M57704H典型应用电路63图3.35MHW912的测试电路

宽带高频功率放大电路采用非调谐宽带网络作为匹配网络,能在很宽的频带范围内获得线性放大。常用的宽带匹配网络是传输线变压器,由于无选频滤波性能,故宽带高频功放只能工作在非线性失真较小的甲类或乙类状态,效率较低。所以,宽带高频功放是以牺牲效率来换取工作频带的加宽。3.7宽带高频功率放大器

上限频率可达上千兆赫，频率覆盖系数可达上万兆赫。普通变压器的上限频率只有几十兆赫，频率覆盖系数只有几百兆赫一、传输线变压器1.宽频带特性

传输线变压器是将传输线(双绞线、带状线或同轴线等)绕在高导磁率的高频磁芯（一般由镍锌高频铁氧体制成，直径小的只有几毫米，大的有几十毫米，视功率大小而定）上构成的。主要特点是工作频带极宽：工作方式是传输线原理和变压器原理二者相结合其能量根据激励信号频率的不同以传输线或以变压器的方式传输

图3.36是一种简单的1∶1传输线变压器的结构示意图,它是由两根等长的导线紧靠在一起并绕在磁环上构成的。1端接信号，2端接地，另一根导线的3端接地，4端接负载。（２）工作原理在以传输线方式工作时：

(b)图是传输线方式的工作原理图。信号从①、③端输入,②、④端输出。

根据传输线理论，为了扩展它的上限频率，首先应使终端尽可能匹配；其次，应尽可能缩短传输线的长度，工程上要求传输线长度小于最小工作波长的1/8(l

＜λmin／8)。这时，可近似认为传输线输出与输入的电压和电流大小相等、相位相同，且输入阻抗Zi=Zc=RL,故为1∶1变压器。可见,此时负载上得到的功率与输入功率相等且不因频率的变化而变化。（1）结构图3.36传输线变压器结构示意图及等效电路

(a)结构图；(b)、(c)、(d)等效电路

由于输入、输出线圈长度相同,②、③端同时接地，负载RL上获得了与输入电压幅值相等、相位相反的电压，且Zi=RL，所以，这是一个1∶1的反相变压器。若传输线是无损耗的,则传输线的特性阻抗其中ΔL、ΔC分别是单位线长的分布电感和分布电容。若Zc与负载电阻RL相等,则称为传输线终端匹配。Zc是传输线的特性阻抗，RL是负载电阻。在以变压器方式工作时（图(c)）：信号从①、②端输入,③、④端输出。

当工作在高频段时,由于励磁感抗很大、励磁电流可以忽略不计，传输线方式起主要作用,在无耗匹配的情况下,上限频率将不受漏感、分布电容的限制，也不受高导磁率磁芯应用频率上限的限制，上限频率可以达到很高。所以，传输线变压器具有良好的宽频带传输特性。

当工作在低频段时,

由于信号波长远大于传输线长度,分布参数很小,可以忽略,故变压器方式起主要作用。由于磁芯的导磁率高,所以虽传输线较短也能获得足够大的初级电感量,保证了传输线变压器的低频特性较好。

在频率较低的中间频段上，变压器近似为理想变压器，同时又由于传输线的长度很短，输入信号将直接加到负载上，能量的传输不会受到变压器的影响。（３）宽频带传输特性702.传输线变压器的功能

(1)平衡与不平衡电路的转换

(a)不平衡—平衡(b)平衡—不平衡图3.37平衡与不平衡电路的转换4∶1传输线阻抗：

在无耗且传输线长度很短的情况下,若设负载RL上的电压为，由图可知，传输线变压器输入端与输出端电压相同,均为

与普通变压器一样,传输线变压器也可以实现阻抗变换,但由于受结构的限制,只能实现某些特定阻抗比的变换。最常用的是4：1和1：4阻抗变换器。，则1端对地的输入电压等于，若信号源提供的电流为，则流过传输线变压器上、下两个线圈的电流也为，通过负载的电流则为，4∶1阻抗变换器(2)阻抗变换

所以，而信号源呈现的输入阻抗为：可见，输入阻抗是负载阻抗的4倍，实现了4∶1的阻抗变换。实现阻抗匹配，要求传输线的特性阻抗为：即要求终端匹配条件是：注意不同阻抗比时的终端匹配条件不一样。一个两级宽带高频功率放大电路：匹配网络采用了三个传输线变压器，均为4∶1阻抗变换器。

前两个级联后作为第一级功放的输出匹配网络,总阻抗比为16∶1,使第二级功放的低输入阻抗与第一级功放的高输出阻抗实现匹配。第三个使第二级功放的高输出阻抗与50Ω的负载电阻实现匹配。两级功放都工作在甲类状态，并采用本级直流负反馈方式展宽频带,改善非线性失真。

利用多个功率放大电路同时对输入信号进行放大,然后设法将各个功放的输出信号相加,这样得到的总输出功率可以远远大于单个功放电路的输出功率，这就是功率合成技术。利用功率合成技术可以获得几百瓦甚至上千瓦的高频输出功率。理想的功率合成器不但应具有功率合成的功能,还必须在其输