400W大功率稳压逆变器电路

400W大功率稳压逆变器电路相关元件PDF下载：TL494A1266P30NOS利用TL494组成的400W大功率稳压逆变器电路。它激式变换部分采用TL494,VT1、VT2、VD3、VD4构成灌电流驱动电路，驱动两路各两只60V/30A的MOSFET开关管。如需提高输出功率，每路可采用3〜4只开关管并联应用，电路不变°TL494在该逆变器中的应用方法如下：第1、2脚构成稳压取样、误差放大系统，正相输入端1脚输入逆变器次级取样绕组整流输出的15V直流电压，经R1、R2分压，使第1脚在逆变器正常工作时有近4.7〜5.6V取样电压。反相输入端2脚输入5V基准电压（由14脚输出）。当输出电压降低时，1脚电压降低，误差放大器输出低电平，通过PWM电路使输出电压升高。正常时1脚电压值为5.4V，2脚电压值为5V，3脚电压值为0.06V。此时输出AC电压为235V（方波电压）。第4脚外接R6、R4、C2设定死区时间。正常电压值为0.01V。第5、6脚外接CT、RT设定振荡器三角波频率为100Hz。正常时5脚电压值为1.75V，6脚电压值为3.73V。第7脚为共地。第8、11脚为内部驱动输出三极管集电极，第12脚为TL494前级供电端，此三端通过开关S控制TL494的启动/停止，作为逆变器的控制开关。当S1关断时，TL494无输出脉冲，因此开关管VT4〜VT6无任何电流。S1接通时，此三脚电压值为蓄电池的正极电压。第9、10脚为内部驱动级三极管发射极，输出两路时序不同的正脉冲。正常时电压值为1.8V。第13、14、15脚其中14脚输出5V基准电压，使13脚有5V高电平，控制门电路，触发器输出两路驱动脉冲，用于推挽开关电路。第15脚外接5V电压，构成误差放大器反相输入基准电压，以使同相输入端16脚构成高电平保护输入端。此接法中，当第16脚输入大于5V的高电平时，可通过稳压作用降低输出电压，或关断驱动脉冲而实现保护。在它激逆变器中输出超压的可能性几乎没有，故该电路中第16脚未用，由电阻R8接地。该逆变器采用容量为400VA的工频变压器，铁芯采用45X60mm2的硅钢片。初级绕组采用直径1.2mm的漆包线，两根并绕2X20匝。次级取样绕组采用0.41mm漆包线绕36匝，中心抽头。次级绕组按230V计算，采用0.8mm漆包线绕400匝。开关管VT4〜VT6可用60V/30A任何型号的N沟道MOSFET管代替。VD7可用1N400X系列普通二极管。该电路几乎不经调试即可正常工作。当C9正极端电压为12V时，R1可在3.6〜4.7kQ之间选择，或用10kQ电位器调整，使输出电压为额定值。如将此逆变器输出功率增大为近600W，为了避免初级电流过大，增大电阻性损耗，宜将蓄电池改用24V，开关管可选用VDS为100V的大电流MOSFET管。需注意的是，宁可选用多管并联，而不选用单只IDS大于50A的开关管，其原因是:一则价格较高，二则驱动太困难。建议选用100V/32A的2SK564，或选用三只2SK906并联应用。同时，变压器铁芯截面需达到50cm2,按普通电源变压器计算方式算出匝数和线径，或者采用废UPS-600中变压器代用。如为电冰箱、电风扇供电，请勿忘记加入LC低通滤波器。』，screen.width-500)this.style.width=screen.width-500;"title="点击放大400W大功率稳压逆变器电路”style="cursor:hand"onclick="window.open(this.src)"onmouseout="blur();"ondrag="resizeImage(event,this)"onload=""border=0>此主题相关图片如下：

1^148VT4rrXJ^iak~lo.03^11VT6tef1^148VT4rrXJ^iak~lo.03^11VT6tefASFMRS伊 1.ak10k51kmscreen.width-500)this.style.width=screen.width-500:"title=”点击放大400W大功率稳压逆变器由路"style="cursor:hand"onclick="window.open(this.src)"onmouseout="blur():"ondrag="resizeImage(event,this)"onload=""border=0>大功率逆变器中驱动电路的开关电源设计(转自：原论坛hn)摘要：为了满足大功率逆变器中开关管驱动电路对电源功率的要求，以及适应逆变器输入为一定范围内变化的情况，设计了通过光耦反馈的单管反激式电流型控制的开关电源，给出了实验结果。其*能满足了实际应用要求。关键词：开关电源；反激式变换器；电流型控制；高频变压器0引言传统的线*串联稳压电源，其功率管是连续地工作在线*放大状态，而开关电源的功率管是断续地工作在导通和截止状态。与线*电源相比，开关电源具有功耗小、效率高、体积小、重量轻、稳压范围宽等优点，广泛应用于各种领域。开关电源的功率管开通时，开关管上的电压低，电流大，而在关断时则相反，从而降低了功率管的开关损耗。虽然线*电源结构简单，但需要体积较大的工频变压器，而开关电源以其重量轻、效率高、单位体积能量密度较高等特*在各类电子设备及装置中得到了越来越广泛的应用。开关电源可分为电压型和电流型两种。电流型较电压型开关电源的动态响应快，输出电压稳定*好，可随开关周期调节电流的大小。1驱动电源的设计要求研制三相大功率逆变器时，由于实际中的功率较大，为了对主电路中的IGBT进行控制，所选用的驱动模块对供电电源的功率有一定的要求，为此本文设计了满足这种要求的开关电源。根据逆变器的输入电压以及所需的功率要求，设计的辅助电源需要满足以下条件：（1） 输入直流电压宽范围350~640V；（2） 输出电压24V；（3） 输出功率60W。由于单管反激式电路有结构简单、体积小巧以及成本低等优点，因而本文选用了此单管反激式电路结构。2电流型PWM控制器以及反激式电路工作原理2.1高*能电流型控制器UC3845UC3845是高*能固定频率的电流型PWM控制器，其最大占空比为50豫。该芯片具有重要的电流取样比较器以及大电流图腾柱驱动，输出平均电流为依200mA，最大峰值电流为依1A，是驱动MOSFET的理想器件。它还具有众多的保护功能，如带滞后的输入和带滞后的参考欠压锁定、逐周电流限制等，且有低的启动电流以及工作电流等。2.2反激式电路工作原理单管反激式电源主电路如图1所示。反激式变换器其实就是利用变压器代替了电感的升压变换器，开关管导通时，整流二极管反向阻断，能量储存在电感铁心的磁通中；开关管关断时，由于变压器中的电流不能突变，于是二极管立刻导通，能量传递给负载。如果在下个周期之前，铁心中的磁通完全降为零，则工作在电流断续模式；如果铁心中的磁通没有完全降为零，即还有一部分剩磁，则工作在电流连续模式。实际上，电流型控制是具有过电流保护功能的，控制芯片内部的快速电流比较器实现对电流的逐周限制，也是一种恒功率过载保护方法。电流型控制也是电压电流的双环控制，因此比单纯的电压控制型具有更快的动态响应速度。3电路设计主电路以及控制电路本文所设计的反激式主电路以及控制电路如图2所示，图中R1为热敏电阻，电源启动的瞬间，电容C1和C2相当于短路，使得此时的输入电源的电流较大，为此需要在输入电路中安装热敏电阻，对电源进行保护。D1的主要作用是防止电源的输入电源极*反接。C1和C2为滤波电容，考虑输入的电压较大，故选用两个电容串联使用。R4是启动电阻，提供UC3845的启动电源，电源第一次启动时通过R4和D2对C14充电，为UC3845提供工作电源。C14为滤波电容，为UC3845提供较稳定的直流工作电源。D5为辅助电源整流二极管，在电源启动后，利用辅助的绕组提供UC3845的工作电源。由于变压器漏感以及分布参数的影响，开关管关断瞬间会产生较大的尖峰电压，为此电路中选用R5、C3、D3构成箝位电路，此电路结构简单，有效地抑制了电压尖峰。S1为开关管，R11为输入电流检测电阻，R12和C20构成一阶滤波电路，滤除取样电流中的尖峰。R10和DZ1对S1进行保护。D6、R8和D7、R9分别构成S1的开通以及关断驱动路径，R8、R9的大小会影响电源的EMI和开关管的温升等特*。T1为高频变压器，N1为原边，N2为副边，N3为辅助绕组。D4为输出整流二极管，选用快速恢复的二极管。C5~C12和L1构成输出侧滤波电路。R6、C4、D9构成D4的缓冲电路，抑制D4在截止时产生的反向尖峰电压，保护整流二极管°PC817、TL431以及外围的电阻电容构成隔离的电压反馈回路，而UC3845内部的误差放大器通过电阻R19接地被旁路。TL431为二次侧的误差放大器，是一个三端器件，其参考电压Vref为2.5V，由R21、R17和R22对输出电压进行分压，而可以控制输出电压的大小。14为光耦PC817的偏置电阻，光耦导通提供足够的电流。R6、C16、C17是反馈补偿网络，参考极点零点补偿器的设计方法可以得到它们的数值。RT、CT的数值决定了电源的开关频率。高频变压器设计开关电源的设计重点是高频变压器的设计，变压器的好坏决定了整个电源的*能。对于反激式电源，其变压器具有储能、电压匹配、隔离等作用，设计需满足以下条件。（1） 漏磁小，以便获得小的绕组漏感；（2） 输入电压和占空比为最大值时，磁芯不会饱和；（3） 传输功率有裕量；（4） 原边绕组的电感量必须符合设计的功率要求。已知，输入电压Vi=350~640V，输出电压V2=24V，输出功率P2=60W。考虑传输功率以及绕线的要求，选取EE42/12磁芯，其有效截面积S=140mm2。选择开关频率f=50kHz（T=20），最大磁密Bm=0.2T，最大占空比Dmax=0.48，k=0.3，电源效率=0.80。3.2.1原边电流峰值以及电感量计算考虑到整流二极管、变压器以及滤波电路等引起的电压降，输出电压以V2=24+1.5=25.5V来计算。原边电流峰值I1p为变压器匝比n12为原边电感量L1为3.2.2原副边绕组匝数计算副边绕组匝数N2为原边绕组匝数N1为辅助电源绕组匝数N3=6（控制芯片的供电电压约取10V）。在原、副边绕组分别取177和14匝时，上面的参数有可能有所差别，现根据反激式电源的计算公式重新计算，可得到： n12=0.079，Tonmax=9.595，I1p=0.687A，k=0.3。3.2.3原副边电流有效值计算以及绕组选择电源工作在电流连续模式时，变压器中原边电流的波形如图3所示，其有效值的计算公式为副边电流有效值的计算与原边的类似。一般开关电源的变压器的电流密度选择在3~6A/mm2,这里考虑足够的裕量，可以设定得小一点。根据各绕组电流的有效值可以很方便地计算出相应的漆包线线径，实际上在高频开关电源中，还需要考虑导线的趋肤效应。在20°C以及开关频率为50kHz时，穿透深度，那么所选取的漆包线线径应满足若实际算出来的单股线径不满足上面的条件时，则必须选取多股漆包线并绕。开关管以及整流二极管选择开关管选择开关管从开通到关断时，由于变压器的漏磁通，致使这部分能量无法传递到副边，使得开关管在关断的瞬间，集电极上产生很大的电压尖峰，如图4所示。V1S为原边电路的电感引起的浪涌电压，VOR为整流二极管导通时次级到初级的反射电压，V1为电源的输入电压，Vcep为开关管关断时在开关管集电极上产生的电压峰值。假设V1S=50V，那么峰值电压为Vcep=VOR+V1S+V1max=993.429V，集电极峰值电流为0.687A。实际中，留有足够的裕量，选择1500V/2.5A的MOSFET，型号为2SK1317。整流二极管选择整流二极管需要选择反向恢复时间trr快的二极管，因为除了满足最大整流电流IOM和反向电压UR的要求，为了提高整流效率，还应选用恢复时间短和开关损耗小的整流管。反向电压UR应满足UR>UO+N2/N1*V1max=74.621V。整流二极管电流满足ID>I2p=8.686A。考虑一定的裕量，可以选择超快恢复二极管MUR820，其最高重复反向电压VRRM=200V，最大正向电流IFM=16A，正向平均电流IF（AV）=8A。4试验结果上面所设计的反激式电源，输入电压在350V和640V之间变化时，对电源的带载能力进行了相应的试验。在输入电压约