电力电子课程设计-上海交通大学

-PAGE51-上海交通大学电子信息与电气工程学院电力电子课程设计报告DC-DC开关稳压电源设计摘要关键词：AC-DC-DC，大功率，全桥变换器，OrCAD报告介绍了笔者按实验要求使用PSpice10.5仿真的交-直变换器。其中简述了所涉及电路系统原理、元件及参数选择、仿真参数设置与技巧和从无到有建立仿真电路的详细过程。变换器采用全桥拓扑，输入交流220V±10％，50Hz，输出直流36V。AbstractKeywords:AC-DC-DC,Power,full-bridgeconverter,OrCADThereportincludestheAC-DC-DCrectifier’scircuitanditsperformanceanalyzedbyOrCAD.Itelaboratestheworkofthesystem,theprincipletochoosecomponents,simulationsettingsinOrCADandthewholeprocesstoaccomplishthesimulation.Theconverteremploysthefull-bridgetopologyandperforms,undernormalcondition,withinputvoltageof220V±10％(rms)andoutput,36V.目录一、设计目标4二、PWM开关稳压电源的基本原理41、PWM开关稳压电源的基本工作原理42、PWM开关稳压电源的原理电路4三、主电路选型41、整流电路选型42、DC－DC变换电路选型5四、主电路无源器件参数计算71、整流滤波电路无源器件选型72、全桥式变换电路无源器件选型8五、主电路有源器件参数设计101、整流滤波电路有源器件选型102、全桥式变换电路有源器件选型11六、功率开关变压器设计111、原、副边绕组匝数的确定112、变压器偏磁现象的防止12七、驱动电路设计131、驱动电路的功能132、驱动电路的选择133、输出电平的驱动电路15八、PWM控制电路设计151.PWM控制原理152.控制电路的设计16九、检测电路设计20十、保护电路设计201、过电压保护212、过电流保护213、软启动电路22十一、电磁兼容性251、传输电磁干扰的通道252、EMI的抑制方法263、电源滤波器284、EMI滤波器285、输出滤波器296、PCB板设计30十二、散热设计301、散热设计的重要性302、开关器件的热设计313、高频变压器的热设计33一．设计目标1．开关电源（AC-DC-DC）技术要求：输入电压：单相交流220V（±10％），50Hz输出电压：直流36V输出电流：最大50A输出纹波：纹波系数<0.5％工作温度：0～40℃二．PWM开关稳压电源的基本原理1、PWM开关稳压电源的基本工作原理开关式稳压电源按控制方式分为调宽式和调频式两种，本组设计为PWM脉宽调制式开关电源。该电源对于单极性矩形脉冲来说，其直流平均电压Uo取决于矩形脉冲的宽度，脉冲越宽，其直流平均电压值就越高。直流平均电压Uo可由公式计算，即Uo=Um×T1/T，式中Um—矩形脉冲最大电压值；T—矩形脉冲周期；T1—矩形脉冲宽度。从上式可以看出，当Um与T不变时，直流平均电压Uo将与脉冲宽度T1成正比。这样，只要我们设法使脉冲宽度随稳压电源输出电压的增高而变窄，就可以达到稳定电压的目的。2、PWM开关稳压电源的原理电路图2-1PWM开关稳压电源的原理框图PWM开关稳压电源的原理框图如图2-1所示。交流电压经整流电路及滤波电路整流滤波后，变成含有一定脉动成份的直流电压，该电压进人高频变换器被转换成所需电压值的方电力电子课程设计报告波，最后再将这个方波电压经整流滤波变为所需要的直流电压。对于框图中的每个部分，下文中将分章节描述。三．主电路选型1、整流电路选型单相整流电路可以根据开关器件的选择分为单相不可控整流单相半整流和单相全控整流由于滤波电路主要起到了消除纹波的作用因此整流电路只需要实现将交流电压转为直流脉动电压，对纹波的要求不高。这里选择单相不可控整流电路，电路图如图3-1所示。图3-1输入端整流电路（单相不可控整流）要注意的是，当将该整流滤波电路作为DC－DC变换电路的输入时，必须考虑到电流的脉动，因此还需要在电路中串入一个电感线圈。2、DC-DC变换电路选型开关稳压电源的功率转换电路主要由开关管和高频变压器组成，它是实现变压、变频以及完成输出电压调整的执行部件是开关稳压电源的核心在设计开关稳压电源DC－DC变换电路时，首先要根据所要求的技术指标，选择开关稳压电源电路的结构形式。选择开关稳压电源电路结构形式的主要依据为电源的输出功率（输出电压和输出电流，另外要考虑的因素有：·输入输出是否需要变压器隔离；·加在变压器一次侧的电压幅值；·通过开关管的峰值电流；·加在开关管两端的电压幅值；根据以上依据，表3-1列出了各种变换电路的技术指标和适用场合。表3-1PWM开关电源电路结构形式比较开关管电源电路结构形式可输出功率（W）输入电压（V）典型效率（%）隔离方式Buk型505~070非隔离Boot型305~080非隔离Buk-Booost型305~080非隔离单端反激型20105~0078隔离单端正激型50205~0080隔离推挽式10~005010075隔离半桥式10~005010075隔离全桥式50~005010073隔离由设计目标电源的输出电压36V和输出电流50A可计算得到电源的最大输出功率。根据表3-1，我们选择全桥变换器。1）全桥变换器的优点与缺点全桥变换器的优点是主变压器只需要一个原边绕组，通过正向、反向的电压得到正、反磁通，次级有一中心抽头绕组采用全波整流输出。因此，变压器铁芯和它的各个绕组得到了完全利用，这样它的效率、开关电源的功率密度得到了很大的提高。另外，功率开关晶体管是在安全的环境条件下运新过得。在一般情况下，最大的反向电压不会超过电源变压器所供给的初级电压Vs，4只恢复二极管能消除电路里部分漏感所产生的瞬时电压。这样不必要设计网络吸收电路，减少了电路元件和这些元件带来的损耗，反激能量得到了恢复和利用。全桥变换器的缺点是需要4只功率晶体管，元器件比较多。在导通和截止时需要两只晶体管，这样有两个管压降，因此功率损耗比双晶体管推挽式变换器大一倍。但是，这对于大功率电源转换来说，它的损耗是微不足道的。2）全桥变换器工作原理如下图（MOS管的保护电路问题将在第五小节中阐述），桥对角线上的的两只功率MOS管为一组，每组同时接通和关断，两组轮流工作。在稳定条件下，功率管M1、M2导通时，L1上电流从左向右，而M3、M4导通，则向左。四管都关断时，功率管断开期间，滤波电感L4上有一确定的电流量，并经过续流二极管D5、D6继续流动。二管的电流基本相等，二管电流之和折算到原边绕组L1，就是M1、M4（或M2、M3）关断前L1上流过的电流值（扣除一小部分的磁化电流）。由于二极管D5、D6同时导通，副边绕组两端的电压为零。图3-2下面我们来讨论最终输出电压Ｕo的数学表达式，显然这是一个与原边电感、副边电感以及MOS管的导通时间有关的。同一时间最多只有一组管子导通，在它们都截止时每个管子上的电压为整流电压的一半。其次，对于原、副边电感两端它们的电势为：。最终我们可以得到电压的输出值为：，其中VIN为整流电路的输出值、T为MOS管单管的导通周期，两对管子相当于周期缩减一半。四．主电路无源器件参数计算此节容不涉及变压器，高频变压器的选型较复杂，之后将分一节内容专门介绍。1、整流滤波电路无源器件选型•C1、C2参数确定分析图3-1电路，输入电压为220V±10%交流电压，最高幅值为300~400V之间，因此在电容耐压的选择上统一为400V。C1、C2的作用是平衡对地电压，对电源电压的影响越小越好，故电容值应该较大，本次设计中取C1=C2=0.033/400V。•C3、R参数确定C3和R一起构成RC滤波电路，在不考虑电感影响的情况下振荡周期τ=RC，为减小纹波，应该使τ尽量大些。由于电源频率为50Hz，即周期为1/50=20ms，因此当选择τ为秒级的时候可以基本消除纹波。图4-1为取τ毫秒级和秒级时的输出电压波形对比。（需要注意的是本次仿真中输入电压的幅值设为220V，而非有效值，这样输出直流电压数值更直观。以后的一些仿真，如二极管选型时也如此选择。至于实际上220V为有效值输入，在高频变压器选型中已考虑。）图4-1-1τ=15s时整流输出波形图4-1-2τ=150s时整流输出波形图4-1-3τ=15s时整流输出波形同时为防止电路电流过大，电阻R应取的大些。结合τ的分析，本次设计中取R=150kΩ,C3=100u/400V。2、全桥式变换电路无源器件选型输出滤波电感L4：变压器副边电压为：。在向前导通期间，电感上的电压为副边电压减去输出电压（这里假设输出电容较大，在导通期间可以忽略电压的变化）：。稳态情况下，导通期间的电流变化必须等于关断时间的电流变化（设电流变化系数为0.5%，得到）则电感值为：，取。输出滤波电容C4：考虑的值太小了。在应用中负载电流能在一个瞬变负载大范围内快速变化，所以根据副边瞬变负载变化准则可以确定最小输出电容的大小。设定在发生这种情况时输出电压变化为40V，满负载突然撤掉时储存在输出电感中的能量为：。在发生这种情况后储存在输出电容的能量变化为：，所以：，取。因为当截止时电感两端电压反向，加在电容量端电压为两倍的输出电压72V。所以选择耐压为80V，容量为的有机薄膜电容作为输出的高频滤波电容。图4-2仿真结果如下图所示：图4-3L4=10uH时的输出电压电流波形图4-4C4=0.01uF时的输出电压电流波形五．主电路有源器件参数设计1、整流滤波电路有源器件选型1）整流二极管输入电压的有效值：，为输入电压峰值为有效值的倍：对于整流桥，取50%裕量：342（1+50%）=513V取电源效率为0.8,那么电源的输入功率为:最大的输入电流：选择超快恢复整流二极管MUR1560，其峰值反向电压为600V,平均到通电流为15A。2）功率开关管最高输入的电网电压及对应于全桥功率变换电路高压开关管上施加的最高电压为：即高压开关管的最低耐压为342V。考虑裕度取输入整流滤波电路的最大电流值：考虑一定裕量取：选择MOSFET为IRFP462,其漏源电压，额定导通电流3）续流二极管二极管两端的最大反向电压为：342V流过二极管的电流最大值为：11A选择二极管型号为超快恢MUR1540，反向峰值电压400V,平均导通电流为15A。2、输出整流滤波电路1）输出整流二极管输出整流二极管的耐压：高频变压器副边的输出最高电压峰值为100V。输出整流二极管的电流：输出整流二极管的电流即为输出电流的有效值为50A。因为输出整流二极管工作于高频状态(50KHz)，所以应选用快恢复二极管。选择二极管型号为MUR6020，其参数为：，六．功率开关变压器1、变压器初级绕组的圈数可用下式来算：N=k*110^5**U/((f*Aee*Bmaax)；k为最大导通时间与与周期之比，通通常取k=0.4；U是初级绕组组输入电压（V），（近似似等于直流输输入电压)；f是变压器的的工作频率（KHZ）；Ae是磁芯的截截面积（cm2）；Bmax是允许的磁磁通密度最大大变化幅度（G）。因此，在一定电压压下，增大截截面积Ae、提高工作作频率f和选择更大大的峰值磁通通密度Bmax，都有利于于减少圈数，提提高输出功率率。但是，磁磁芯的损耗（铁铁损）是按Bmax的2.7次幂和f的1.7次幂呈指数数增长的，Bmax还受磁芯饱饱和的限制。因因此，提高工工作频率f和选择更大大的峰值磁通通密度Bmax都是有限度度的。大多数数适合做开关关电源的铁氧氧体磁芯频率率通常限制在在10-500KHZ以内，Bmax限制在20000G（高斯斯）以内，一一般取Bmax==1600GG较为合适。因因此，功率主主要靠磁芯截截面积Ae、其次靠工工作频率f控制。但必须明确的是，这这种控制关系系是间接的而而不是直接的的，Ae加大和f提高只是表表示对同样的的电压，允许许绕的圈数更更少，只有实实际把圈数减减少了才能提提高功率。如如果在同样材材料的一个大大磁芯和一个个小磁芯上，用用一样的导线线绕同样的圈圈数，对同样样的输入电压压输出功率是是基本相同的的。同样，如如果一个做好好的变压器，仅仅仅靠改变工工作频率，也也是不会使输输出功率提高高的。2、变压器偏磁现象的的防止分析图3-2的的半桥式变换换器电路，一一般情况下，由由于两个电容容连接点的电电位随开关管管Z1、Z2的导通通情况而浮动动，所以能自自动地平衡每每个开关管的的伏秒值。而而一旦两开关关管的关断时时间不同，某某一只管延迟迟关断，会造造成伏秒值的的不平衡。如如果让这种不不平衡的波形形驱动变压器器，将会发生生偏磁现象，致致使磁芯饱和和并产生过大大的开关管集集电极电流，从从而降低了变变换器的效率率，是开关管管失控，甚至至烧毁。为了防止变压器的的偏磁现象，可可以在变压器器原边线圈中中加入一个串串联电容C（如图6-11），这样与与不平衡的伏伏秒值成正比比的直流偏压压将被该电容容滤掉，即移移动了直流电电平，平衡了了电压伏秒值值。图6-1变压器串串联耦合电容容电路•C参数确定由图6-1可知知，耦合电容容C和变压器器原边电感LL1组成了了一个串联谐谐振电路，其其谐振频率为为：为了使耦合电容器器充电线性，必必须很好地选选定谐振频率率fR。本次设设计中，按下下式确定fR：fR=0.1fB=5kHz，式中fB——半桥变换器器的工作频率率。根据以上条件，可可计算得耦合合电容容值CC为：。因耦合电容C参参与传送功率率，需选ESSR小的薄薄膜电容。其其耐压选择22倍的变压压器原边电压压。本次设计计中选择C=1uF/2250V。七．驱动电路设计计1、驱动电路的功能能a)接受控制电路路输出的开关关控制信号，进进行功率放大大、隔离处理理后给开关器器件的控制极极提供足够大大的电压或电电流，使之导导通或关断。b)保持可靠的导导通或关断状状态，并尽力力减小器件的的导通时间和和关断时间，减减小器件的开开关损耗。c)在过电流和过过电压状况下下有效地进行行保护，以保保证器件的安安全。2、驱动电路的选择驱动规律如前所述述，我们要求求对角线上的的MOS管与另一对对角线上的管管子轮流以一一定频率轮流流导通，那么么这是如何做做到的呢？这这就需要我们们以一定频率率将高低电平平加到功率管管的栅极如图图7-1：图7-1对于我在设计中使使用的N沟道MOSFEET，5V的电压可以以使之导通，而0V则可以关断。这个方波就是我们所说的PWM波。之后的问题就是PPWM的产生了。PWM波可以以由芯片产生生，如我在设设计中用的SG15225，也可以通通过纯模拟的的方法。为了说明原理，下下面简单讲一一下模拟的方方法：直流电压V1>三三角波Vp，Vout为正，否则则为负。当直直流电压变化化时，PWM的占空比随随之变化。当当芯片发出PWM波时，为了了增加驱动能能力，可以用用如下（图77-2）的对对管放大方式式。其重要性性在下文会分分析。图7-2图7-3图7--4另外，MOS管的的驱动电压是是加在g与s极间的，而而芯片发出的的电平可能是是对地的，这这时，我们就就要用变压器器把对地的电电平转化到g与s极间，如图图7-4。最后，对于我们的的桥式变换器器来说，上下下两管同时导导通是十分危危险的，这等等于是一次短短路，大电流流会烧坏器件件。所以，我我们在上管关关断和下管导导通时间之间间，有一段“死区时间”。这段时间间内，所有管管子被在g极置低电平平，以使可靠靠关断所有管管子。3、输出电平的驱动电电路由于SG15255输出的电平平信号的功率率不足以驱动动MOSFEET管的开关关，所以我们们需要加设功功率放大电路路，也就是驱驱动电路来加加以驱动。简简单起见，我我们只用了一一个三极管来来放大电流，然然后用电感来来耦合隔离。具体设计如图7--5所示：图7-5最终输出的PWMM波形如图7--6所示：图7-6八．PWM控控制电路设计计1.PWM控控制原理脉冲宽度调制波通通常由一列占占空比不同的的矩形脉冲构构成，其占空空比与信号的的瞬时采样值值成比例。下下图所示为脉脉冲宽度调制制系统的原理理框图和波形形图。该系统统有一个比较较器和一个周周期为TS的锯齿波发发生器组成。语语音信号如果果大于锯齿波波信号，比较较器输出正常常数A，否则输出出0。因此，从从图8-1中可以以看出，比较较器输出一列列下降沿调制制的脉冲宽度度调制波。图8-1PWM原原理图图8-2PWM输输出波形通过分析可以看出出，生成的矩矩形脉冲的宽宽度取决于脉脉冲下降沿时时刻tk时的信号幅幅度值。因而而，采样值之之间的时间间间隔是非均匀匀的。在系统统的输入端插插入一个采样样保持电路可可以得到均匀匀的采样信号号，但是对于于实际中tk−kTS<<<TS的情况况，均匀采样样和非均匀采采样差异非常常小。如果假假定采样为均均匀采样，第第k个矩形脉冲冲可以表示为为：τk=τo[1+mx(kTS)]式中x{t}———离散化的语语音信号；TS——采样周期；τo——未调制宽度；m——调制指数；然而，如果对矩形形脉冲作如下下近似：脉冲冲幅度为A，中心在t=kTTS处，τk在相邻脉冲冲间变化缓慢慢，则脉冲宽宽度调制波xxp(t)可以表示示为：，式中。无需作频谱分析，由由上式可以看看出脉冲宽度度信号由信号号x(t)加上上一个直流成成分以及相位位调制波构成成。当τ0<<TS时，相位调调制部分引起起的信号交迭迭可以忽略，因因此，脉冲宽宽度调制波可可以直接通过过低通滤波器器进行解调。通通过这种方式式，PWM控制实现了了将交流信号号转换为之流流脉冲信号，并并输出来触发发直流变换器器的功率开关关，实现对输输出电流的控控制。2.控制电路的设计1）PWM控制芯片为了能改变输出电电压的大小，我我们选择SGG1525电电压调节芯片片作为我们调调节PWM控制，并并最终来调节节输出电压的的大小。电压调节芯片SGG1525构构造SG1525其引引脚主要功能能如下：引脚主要功能引引脚主要功能1负误差取样输输入端9补偿端2正误差取样输输入端10关闭输出3同步信号输入入11输出A端4振荡器信号输输出12地5振荡器接电容容端13正电源源6振荡器接电电阻端14输出B端7RC振荡放电电端15欠压检测8柔顺起动端116基准电电压SG1525管脚脚图图8-3SG15525内部构构造图图8-4各点工作作波形基准电压源基准电压源是一个个三端稳压电电路，其输入入电压VCCC可在（8～35）V内变化，通通常采用+115V，其输输出电压VSST＝5.1V，精精度±1%，采用温温度补偿，作作为芯片内部部电路的电源源，也可为芯芯片外围电路路提供标准电电源，向外输输出电流可达达400mAA，没有过流流保护电路。振荡电路由一个双门限电压压均从基准电电源取得，其其高门限电压压VH=3.9低门门限电压VL=0.9V，内部横流流源向CT充电，其端端压VC线性上升，构构成锯齿波的的上升沿，当当VC=VH时比较器动动作，充电过过程结束，上上升时间t1=0.67RRTCT比较器动作作时使放电电电路接通，CCT放电，VC下降并形成成锯齿波的下下降沿，当VVC=VL时时比较器动作作，放电过程程结束，完成成一个工作循循环，下降时时间t2=1.3RDCT，锯齿波的基基本周期T=t1+t2=(0.67RT+1.3RD)CT，因为RD<<Rt⇒t1>>t2，所以上升沿沿作为工作沿沿，下降沿作作为回扫沿。芯片工作过程2）外围电路设计在使用这块芯片的的时候主要遇遇到了两个问问题。一个是是不能通过设设计充放电电电阻电容的值值来改变芯片片产生的锯齿齿波的频率，锯锯齿波的频率率始终为1000KHz，由由于这也符合合我们的设计计指标，所以以就将就用着着。我在设计计时选用了114.7K的的RT、1n的CT以及100的RD，计算得得到的锯齿波波频率为1000.02KKHz。其余余一些管脚的的设置相对而而言比较随意意，按照参考考书目上给的的一些图，接接地的接地，上上拉的上拉。具具体接线图88-5：图8-5锯齿波波形如图88-6所示：：图8-6虽然Datashheet上说说明锯齿波的的峰峰值为00.9V~33.9V，但但实际测量波波形如图所示示，仅0.99V~3.33V。另外，Datassheet给给出的输出电电平为5V左右，可可是实际测得得的输出电平平却达到了114V。输出出波形图如图图8-7：图8-7电压调节芯片SGG1525具体的内部部结构如图88-1所示。其其中，脚166为SG15225的基准电电压源输出，精精度可以达到到（5.1±1％）V，采用了温温度补偿，而而且设有过流流保护电路。脚脚5，脚6，脚7内有一个双双门限比较器器，内电容充充放电电路，加加上外接的电电阻电容电路路共同构成SSG15255的振荡器器。振荡器还还设有外同步步输入端(脚3)。脚1及脚2分别为芯芯片内误差放放大器的反相相输入端、同同相输入端。该该放大器是一一个两级差分分放大器，直直流开环增益益为70dBB左右。根根据系统的动动态、静态特特性要求，在在误差放大器器的输出脚99和脚1之间一般般要添加适当当的反馈补偿偿网络。九．检测电路设计计开关电源中常用的的检测方法有有：电阻检测测法、传统电电磁式电压互互感器（PTT）和电流互互感器（CTT）检测法以以及霍尔传感感器检测法等等。其中，电电阻检测法在在大功率、大大电流开关稳稳压电源中检检测电阻的功功耗很大；电电流互感器检检测法需要考考虑磁心去磁磁复位避免饱饱和以及副边边电流下垂的的问题。相比比之下，磁场场平衡式霍尔尔电流传感器器具有以下优优点：·测量范围广，可测测量直流、交交流和脉冲等等各种形式的的电流；·测量精度高，可做做到优于1%%；·线性好；·电气隔离特性好；；·过载能力强；·响应速度快，动态态特性好；·抗电磁干扰和外界界温度变化特特性好；·体积小、重量轻；；·安装调试简单方便便。基于以上一系列优优点，磁场平平衡式霍尔电电流传感器在在开关稳压电电源中得到了了广泛的应用用，本小组的的开关稳压电电源系统中亦亦采用了霍尔尔电流传感器器。十．保护电路设计计为了能应对来自外外界的恶劣条条件和自身发发生的故障，能能对电源提供供及时保护以以免电源损坏坏，影响整个个板子的正常常工作，我们们需要对保护护电路进行设设计。一个较较为完善的保保护电路应包包含如下部分分：过电压保保护、欠电压压保护、过电电流保护、软软启动电路等等。开关电源设计中对对保护电路的的要求如下：：·软启动自动保护电电路的延迟时时间一定要大大于开关电源源电路中一次次整流和滤波波电路的恢复复时间，即滤滤波电容的充充电时间；·过流、过压、欠压压和过热保护护等电路的采采样处理、反反馈控制和关关断功率开关关过程所用的的时间总和要要小于功率转转换时间，即即保护动作时时限要短；·保护电路切出故障障以后要能够够自我恢复到到正常状态，等等待下一次异异常情况发生生时再动作。1、过电压保护过电压保护又可分分为外部过电电压——雷击过电压压和操作过电电压；内部过过电压——换相过电压压和关断过电电压。压敏电电阻在过电压压保护中起着着重要的作用用，压敏电阻阻也叫浪涌吸吸收器，它的主要特点如下下：·限压特性好，电压压非线性系数数大，U-II特性对称称。·工作电压范围宽，可可从3伏到几万万伏。·电流容量大，其通通流密度可达达到20000A/cm22。·响应速度快，响应应时间小于550ns，无无续流。·功耗小，在非保护护状态下，其其漏电流为微微安级。·残压比小。·电压温度系数小。·体积小、重量轻且且价格便宜。·可靠性好，无故障障工作时间可可达到几十年年。在设计开关稳定电电源时，压敏敏电阻的最大大作用是并联联在电源输出出端，在感性性负载或弧光光放电负载的的情况下，用用来吸收浪涌涌电压，保护护电源内部器器件。另外，压压敏电阻还可可以对二极管管（整流器）和和高频变压器器等提供过压压保护。在稳稳压电源中常常用的有MYYG高压压压敏电阻、MMYH灭弧弧压敏电阻和和MYW稳压压压敏电阻。2、过电流保护对于过电流保护，一一般分为两类类：关断方式式和限流方式式。关断方式式是出现过流流即关断开关关管。限流方方式是当输出出电流达到规规定值时，就就被限定在这这个电流上，不不再继续上升升。过电流保保护最简单的的方法就是在在电路中串联联接入熔断丝丝。当开关电电源的输出电电流超过规定定值时，熔断断丝会熔断，切切断输入电源源，达到保护护电源的目的的。但是熔断断丝的熔断需需要一定的时时间，往往在在这段时间里里，电源内的的某些元器件件已被烧毁，所所以，熔断丝丝不是一种可可靠的过流保保护方法。另另外，可以利利用电流检测测回路直接检检测电路的电电流，然后与与设定的阈值值比较，用比比较器的输出出去控制驱动动信号的关断断，从而关断断开关管。图10-1-1利用用电流传感器器进行过流保保护电路图10-1-2PPWM控制制电路的输出出驱动波形图图3、软启动电路开关电源的输入电电路大都采用用整流加电容容滤波电路。在在输入电源未未接通时，滤滤波电容上的的初始电压为为零。在输入入电源接通的的瞬间，滤波波电容器快速速充电，会产产生很大的瞬瞬时冲击电流流，如图100-2所示示。特别是大大功率开关电电源，其输入入采用较大容容量的滤波电电容器，其冲冲击电流可达达100A以上上。如此大的的冲击电流幅幅值会导致电电网电闸的跳跳闸或者击穿穿整流二极管管。为保证开开关电源正常常而可靠的运运行，在开关关稳压电源的的输入电路中中增加软启动动电路，以防防止冲击电流流的产生。图10-2合闸瞬瞬间滤波电容容电流波形a）热敏电阻软启动动电路热敏电阻软启动电电路利用热敏敏电阻的tR的负温温度系数特性性，在电源接接通瞬间，热热敏电阻的阻阻值较大，达达到限制冲击击电流的作用用；当热敏电电阻流过较大大电流时，电电阻发热而使使其阻值变小小，电路处于于正常工作状状态。采用热热敏电阻防止止冲击电流一一般适用于小小功率开关电电源，由于热热敏电阻的热热惯性，重新新恢复高阻需需要时间，故故对于电源断断电后又需要要很快接通的的情况，有时时起不到限流流作用。电路路如图10--3所示。图10-3热敏电电阻软启动电电路b）可控硅（SCRR）软启动电电路可控硅（SCR）软软启动电路如如图10-44所示。在在电源瞬时接接通时，输入入电压经整流流桥VD1--VD4和和限流电阻RR对电容器器C充电。当当电容器C充电到约800%的额定电电压时，逆变变器正常工作作，经主变压压器辅助绕组组产生晶闸管管的触发信号号，使晶闸管管导通并短路路限流电阻RR，开关电源源处于正常运运行状态。VVD5、VD6、VT1、RB、CB组成瞬时时断电检测电电路，时间常常数BBτ=R⋅C的选取应应稍大于半个个周期，当输输入发生瞬间间断电时，检检测电路得到到的检测信号号，关闭逆变变器功率开关关管VT2的驱动信号号，使逆变器器停止工作，同同时切断晶闸闸管SCR的门极触发发信号，确保保电源重新接接通时防止冲冲击电流。图10-4具有关关断检测的SSCR-R电路这部分我们主要做做的是MOSS管的保护，保保护电路（缓缓冲电路）如如图10-55。图10-5这里我们采用的是是RCD缓冲电电路。它有三三个作用：吸吸收过压尖峰峰，减缓dUUCE/dt和充电分流流使开关管电电流减小。它它的工作原理理如下：T关断时，Css通过Ds充电至至UCE，T开通时，Css通过Rs放电。参数的计算由一下下式子决定：：T关断时电容CC充电能量量为：；可以计算得到电容容：；T开通时，电容容向电阻放电电，电容两端端的电压：；要求在ton时间间内放电完毕毕，一般认为为在t>3RC时电容基本本放电完毕，因因此有：；校核电容的放电电电流，限制其其放电电流为为25％Ic；最大放电电流，因因此有。具体的计算步骤我我们在这里不不赘述，在图图10-5我们们已经给出了了各参数数值值。下面我们们给出经过缓缓冲后的MOOS管两端电电流以及电压压放大波形，从从图10-66，图10-77中我们可以以看到它们的的波形还是比比较平滑的。图10-6图10-7十一．电磁兼容性性电磁兼容性（EllectroomagneeticCCompattibiliity,EEMC）是指指装置、设备备或系统在特特定电磁环境境中能正常工工作，并且不不对该环境中中其他装置、设设备或系统造造成电磁干扰扰的能力。电电源的EMCC包含两个个方面：·电源能抑制其他装装置、设备或或系统对其造造成的电磁干干扰；·电源不对其他装置置、设备或系系统造成电磁磁干扰。开关电源产生的电电磁干扰（EElectrromagnneticInterrferennce,EEMI）主要要来自功率开开关管、整流流二极管、高高频变压器等等，外部环境境对开关电源源的干扰主要要来自市电电电网的变化、雷雷电干扰、外外界设备产生生的辐射干扰扰等。电源工工作中产生的的电压或电流流突变，即较较大的du//dt和di/dtt是形成EMII源的主要要原因。1、传输电磁干扰的的通道开关电源中的电磁磁干扰，从传传输方式可分分为传导干扰扰和辐射干扰扰两大类。任任何导体包括括导线、电缆缆、PCB的带状线、电电感器、电容容器等都可成成为传导干扰扰的传输通道道。传输通道道可分为以下下三种形式：：·电容传导耦合·电感传导耦合·电阻传导耦合图11-1-1电容容传导耦合等等效电路图11-1-2电感感传导耦合等等效电路图11-1-3共用用电源内阻产产生的电阻传导耦合等效电路路图11-11-4共用地地线阻抗产生生的电阻传导耦合等效电路路图11-1-5共用用线路阻抗产产生的电阻传传导耦合等效效电路辐射干扰是指以电电磁波形式传传播的干扰，通通常通过屏蔽蔽的方式来抑抑制辐射干扰扰。2、EMI的抑制方方法实现电源EMC的技术措施施有两种：（1）尽量减少电源本本身所产生的的干扰源，利利用抑制干扰扰的方法或使使用产生干扰扰最小的元器器件和电路，并并进行合理布布局；（2）通过接地、屏蔽蔽和滤波等技技术抑制电源源产生的干扰扰或提高电源源的抗干扰能能力。在之前前的报告中已已经涉及了许许多抑制EMMI的具体体方法，如采采用阻尼网络络抑制尖峰电电压、采用压压敏电阻吸收收浪涌电压、给给开关管加设设缓冲电路。另另外还需要考考虑接地、屏屏蔽和布线对对EMI的影影响。a）接地理想的接地面应该该是零阻抗和和零点位的物物理实体，接接地的目的是是防止EMII，也有保障障人身和设备备安全方面的的考虑，电源源接地应遵循循以下原则：：（1）分别建立交流、直直流和信号的的接地通路；；（2）在接地面上，电电源接地与信信号接地要互互相隔离，减减小地线间耦耦合；（3）电源接地通路，要要尽可能以直直接的路径接接到阻抗最低低的接地导体体上；（4）若电源电路有几几条接地通路路，要将这几几条接地通路路接到电源的的公共接点上上，以保证电电源电路有低低的阻抗通路路；（5）不要采用多端接接地母线或横横向接地环；；（6）在接地母线中尽尽量少用串联联接头；（7）交流中线必须与与机架地线绝绝缘，并且不不能作为电源源的接地使用用；（8）为了降低接地连连接的阻抗，地地线应当短而而宽，并与接接地面可靠地地焊接；（9）输入电缆的屏蔽蔽层的接地不不能在机壳内内，必须在机机壳的入口处处接地，这样样可避免屏蔽蔽层将干扰带带到机壳内；；（10）不能利用交交流输入电源源的地线当作作信号地线。b）屏蔽屏蔽的作用是使容容器里的电源源不对容器外外的电子设备备产生辐射干干扰；同时容容器外的电子子设备（EMMI源）不不对容器内的的电源产生辐辐射干扰。屏屏蔽的方法一一般分为：静静电屏蔽——防止静电耦耦合干扰；磁磁屏蔽——防止低频磁磁场的干扰；；电磁屏蔽——防止高频场场的干扰。在在电源中需要要屏蔽的是高高频变压器、储储能线圈、继继电器、大功功率开关器、输输入和输出电电缆等。许多多模块电源采采用全密封封封装方式，外外壳设计成全全屏蔽结构，能能有效抑制电电磁干扰和射射频干扰。实实际设计时应应注意孔洞和和缝隙要远离离电流载体，如如线路板、电电缆、母排、变变压器等；对对孔洞与缝隙隙采用电磁密密封衬垫减小小电磁泄漏，如如采用导电橡橡胶、铜簧片片、金属丝网网罩、螺旋管管等。线路板板上最主要的的辐射源是电电路的振荡器器、时钟电路路、地址总线线的低位数据据线以及功率率回路中的PPWM电路等等。在性能允允许时，尽可可能降低频率率，减小差模模电流的环路路面积，降低低电路对干扰扰的敏感度。尽尽量使用大规规模集成电路路，使用表贴贴元件，不使使用芯片插座座。c）布线一般情况下，布线线应遵循以下下原则：（1）电源内部的布线线应尽量短，高高频电路的布布线更应该注注意此点；（2）载有大电流的导导线应与信号号线隔离；（3）输出线不要靠近近输入线；（4）高频线应避免平平行排列，特特别是不能像像低频线那样样捆成线扎；；（5）尽量减小引线电电感；（6）产生干扰的元器器件（例如可可控硅整流器器、功率开关关管、高频变变压器等）应应尽量靠近与与它们相关的的负载，以使使耦合路径最最短；（7）当同一电源给几几个电子设备备供电时，这这些电子设备备之间必须用用旁路电容去去藕；（8）导线的分类和敷敷设应该根据据其电磁兼容容性进行分类类。按类组束束、按束敷设设。图11-2双绞线线的屏蔽作用用3、电源滤波器电源滤波器接在市市电电网与电电源输入端之之间，它不仅仅能有效地抑抑制传导干扰扰，还对传输输线上发射出出的辐射干扰扰也具有一定定的抑制作用用。电源滤波波器的原理图图如图11--3所示。图图中，L1和C1为抑制差差模干扰的网网络，L2和C2为抑制共共模干扰的网网络。两个LL1的铁心应应选择不易磁磁饱和的材料料。C1容量为0.222—0.47μF，应选用低低损耗的陶瓷瓷电容器或聚聚酯薄膜电容容器。L2为共模电电感，它是在在同一铁心上上绕制的匝数数相等的两个个绕组，电源源线的往返电电流分别通过过两个绕组，所所产生的磁通通方向相反，相相互抵消，不不起电感作用用。但对共模模干扰来说，它它呈现一个大大感量的电感感，具有很高高的阻抗，对对共模干扰有有良好的抑制制作用。图11-3电源滤滤波器原理图图4、EMI滤波器开关电源的EMII滤波器是一一个低通滤波波器图11-4EMII滤波器原理理图图11-5-1共模模干扰滤波网网络的等效图图图11-5-2差模模干扰滤波网网络的等效图图无源低通网络EMMI滤波器具具有互易性，它它能抑制外部部电磁干扰传传输到开关电电源，也能有有效地消除开开关电源对市市电电网的干干扰。5、输出滤波器输出滤波器可以有有效地抑制差差模干扰。常常见的输出滤滤波器结构中中，电感线圈圈L1和L2对高频干干扰呈现高阻阻抗，而C11呈现低阻抗抗，能有效抑抑制高频干扰扰。若将L11和L2组成共模模电感线圈结结构，会对对对称和非对称称的干扰都有有较好的滤波波效果。图11-6-1常见见的输出滤波波器图11-6-2带有有共模电感线线圈的输出滤滤波6、PCB板设计印制电路板（PCCB）的设计计对减小开关关电源的辐射射干扰是相当当重要的。在设计PCB时时，应遵循以以下原则：（1）尽量拉大线间距距离，以减小小电容和耦合合电感；（2）信号线间不能平平行。若两条条信号线平行行不可避免，可可拉大线间距距离、在两条条信号之间加加一条地线或或者使两条信信号线上流过过的电流相反反；（3）尽可能加粗电源源线条和地线线条，并在电电源线条和地地线条之间并并接一只高频频去藕电容器器；（4）减小干扰源和敏敏感电路的环环路面积，并并使干扰源的的线条与敏感感电路的线条条成直角，可可降低线条间间耦合；（5）对干扰源或敏感感电路采用静静电屏蔽，屏屏蔽层应良好好接地；（6）正、负载流导线线可平行地安安排在双面印印制板的两面面，可相互抵抵消它们产生生的磁场；（7）电路元器件应安安排紧密，布布线紧凑。但但输入部分和和输出部分的的元器件不应应靠近；（8）印制线的长度应应尽量短、宽宽度尽量宽、厚厚度尽量厚，这这样可以减小小印制线的直直流电阻和自自感。印制线线拐弯处应采采取圆弧形。十二．散热设计1、散热设计的重要要性为了提高电力电子子设备的可靠靠性，必须考考虑散热设计计，开关电源源是用来保证证电子设备的的能量供应的的，所以稳定定的开关电源源对于整个系系统尤为重要要。开关电源源内部的温升升将导致元器器件的失效，当当温度超过一一定值时,失效率将呈呈指数规律增增加，温度超超过极限值时时将导致元器器件失效。温温度和故障率率的关系是成成正比的,可以用下式式来表示：式中F——故障率率；A——常数；E——功率；K——玻尔兹曼常量(88.63e--5eV/KK)；T——结点温度；2、开关器件的热设设计由于半导体器件所所产生的热量量在开关电源源中占主导地地位，其热量量主要来源于于半导体器件件的开通、关关断及导通损损耗。通过加加装散热器是是解决开关电电源的散热问问题的主要方方法。图122-1是功率率器件热设计计的一般流程程图：图12-1功率器器件热设计流流程图功率器件受到的热热应力可来自自器件内部，也也可来自器件件外部。若器器件的散热能能力有限，则则功率的耗散散就会造成器器件内部芯片片有源区温度度上升及结温温升高，使得得器件可靠性性降低，无法法安全工作。表表征器件热能能力的参数主主要有结温和和热阻。器件件的有源区可可以是结型器器件（如晶体体管）的PNN结区、场场效应器件的的沟道区，也也可以是集成成电路的扩散散电阻或薄膜膜电阻等。当结温TJ高于于周围环境温温度TA时，热热量通过温差差形成扩散热热流，由芯片片通过管壳向向外散发，散散发出的热量量随着温差((TJ−TA)的增大而增增大。为了保保证器件能够够长期正常工工作，必须规规定一个最高高允许结温TTJmaxx。TJmaxx的大小是根根据器件的芯芯片材料、封封装材料和可可靠性要求确确定的。功率率器件的散热热能力通常用用热阻表征，记记为Rth。热阻即即热平衡条件件下两点间的的温差与产生生该温差的耗耗散功率之比比。Rth=