三相三线制并联型有源电力滤波器的设计与研究

三相三线制并联型有源电力滤波器的设计与研究摘要随着现代工业技术的发展，电力系统中非线性负荷大量增加。各种非线性和时性电子装置大规模地应用，造成电能质量恶化。电力有源滤波器以其优越的补偿性能，已成为电力电子技术领域的研究热点之一。而其中并联型有源电力滤波器过去和将来都将占据重要地位。本文重点研究三相三线制并联电压型有源电力滤波器。有源电力滤波器的两大关键技术是谐波与无功电流的检测和补偿电流控制。实时、准确地检测出电网中瞬态变化的谐波与无功电流是有源电力滤波器进行精确补偿的前提。目前有多种谐波与无功电流检测方法，其中，基于瞬时无功功率理论的检测法是三相系统中应用最为广泛的一种方法，包括适用于对称无畸变电网的p-q法及适用于不对称有畸变电网的ip-iq法和d-q法。补偿电流的控制方法是实现有源电力滤波器功能的核心环节，它负责控制有源电力滤波器产生预期的补偿电流。本文详细分析了并联型有源电力滤波器的控制策略，包括补偿电流跟踪控制和直流侧电压控制。通过分析和比较滞环控制、三角波控制和基于空间矢量的电压控制方法，最后确定补偿电流跟踪控制选用三角波比较控制法和滞环控制方法。最后,为了验证所提出的检测方法和控制方法的正确性，本论文用MATLAB6.5/SIMULNIK下的电力系统模块SimpowersystemsBlockset对整个三相三线制并联电压型有源电力滤波器系统进行了仿真研究。仿真结果表明本文所设计的滤波器可以很好的滤除谐波，完成抑制谐波的作用。关键词:有源电力滤波器;谐波与无功电流检测:补偿电流控制;三角波比较和滞环控制；仿真ThedesignandresearchofThree-phaseandthree-wireSystemShuntActivePowerFilterAbstractWiththedevelopmentofmodernindustrialtechnology，alargenumberofnonlinearloadsinpowersystemstoincrease.Variousnonlinearandtime-scaleapplicationofelectronicdevices,causedpowerqualitydeterioration.Activepowerfilterwithitssuperiorcompensationperformance.hasbecomeoneofhotResearchfocusonpowerelectronicstechnologyarea.Thethesismainlyconsidersthree-Phasesandthree-wiresystemshuntactive.powerfilter.Thetwokeytechnologiesareharmonicandreactivecurrentsdetection,andcompensationcurrentscontrol.Exactandreal-timedetectionoftheinstantaneousvariableharmonicandreactivecurrentinpowersystemisthepremiseforcompensationofactivepowerfilter.Atpresent，therearemanydetectionmethodsconcerningharmonicandreactivecurrent，inwhich，themethodbasedoninstantaneousreactivepowertheoryisusedwidelyinthree-phasesystemthanothers，anditconsistsofp-qdetectionmethodappliedtosymmetrypowersystemwithoutdistortion，ip-iqdetectionmethodandd-qdetectionmethodappliedtoasymmetrydistortionpowerSystem.Controlmethodforcompensationcurrentisthekeytachetoaccomplishthevariousfunctionsofactivepowerfiltertoestablishtheanticipativecomparedcurrent.Thispaperanalyzestheparallelactivepowerfiltercontrolstrategy,IncludingthecompensationcurrenttrackingcontrolandDCvoltagecontrol.Throughanalysisandcomparisonofhysteresiscontrol,triangularwavecontrolandspacevector-basedvoltagecontrol.Finalizethecompensationcurrenttrackingcontrolmethodusedandthetriangularwavecomparisoncontrolmethodofhysteresiscontrol.Finally,toverifytheproposeddetectionmethodandcontrolmethodiscorrect.Underthisthesis,thepowersystemwithMATLAB6.5/SIMULNIKSimpowersystemsBlocksetblocksonthewholethree-phasethree-wireshuntactivepowerfiltersystemvoltageconductedasimulationstudy.Simulationresultsshowthatthedesignedfiltercanfilteroutharmonicwell,thecompletionoftheroleofharmonicsuppression.Keyword:ActivePowerFilter;Harmonicandreactivecurrentdetection;Compensationcurrentcontrol;Triangularwavecomparisonandhysteresiscontrol;Simulation第一章电网谐波的实际问题电力系统中三相桥式整流器的使用极为广泛,由此引起的谐波电流也成了人们日益关注的问题。安置滤波器是减小谐波电流的有效措施,然而多数滤波器的设计要求对整流器所产生的谐波电流进行计算。三相不可控整流器的电路图如下图所示：图1.1三相不可控整流电路上述电路中取相关参数如下表所示：表1.1三相不可控整流电路的相关器件参数值数据形式,基波电流与电抗分别定义为:Id1=P0/EmZ1=E/p0式中P0为整流器额定输出功率。2m（1.1）直流侧n次谐波电流以其有效值与平均电流Id0的比值表示;交流侧ν次谐波电流以其幅值与基波电流幅值的比值表示。交流侧电流波形畸变率计算到v=251THD%=Ia12I∑av⨯100%（1.2）23=5,7其中直流侧电流计算公式为：id=Id0+dnn=6,12,∑Icons(θ-δn)（1.3）式中Id0—直流分量Idn,δn—n次谐波电流的幅值及相角Id0=Ed0-Ec（1.4）Rdπ+ξ+μ+ξ⎡π⎤623⎢⎥=⎢⎰(-1.5eb)dθ+⎰(ea-eb)⎥（1.5）πππ⎢+ξ⎥+ξ+μ6⎣6⎦Ed0—整流输出电压的直流分量：Ed0交流侧谐波电流的计算公式可由直流侧导出，。由于三相电流对称,所以只需计算a相电流。ia=v=1,5,7,sθ+B∑[AcovvVsinvθ]=avv=1,5,7∑Icosvθ(+φv)（1.6）5π5π+ξ+μ+ξ+ξ+μ⎡π⎤6662⎢⎥AV=⎢⎰i1cosvθ.dθ+⎰idcosvθ.dθ+⎰i2cosvθ.dθ⎥πππ5π⎢+ξ⎥+ξ+μ+ξ66⎣6⎦式中：（1.7）π5π5π+ξ+ξ+μ⎡6+ξ+μ⎤662⎢⎥BV=⎢⎰i1sinvθ.dθ+⎰idsinvθ.dθ+⎰i2sinvθ.dθ⎥πππ5π⎢+ξ⎥+ξ+μ+ξ66⎣6⎦公式1.7中：ia=i1=Id1-im(θ)+ia=id=Id01⎡π⎤π+ξ≤θ≤π+ξ+μ.⎢θ-(+ξ)⎥.∑Idncos(nθ-δn)μ⎣6⎦n=6,12,π+ξ+μ≤θ≤5π+ξ+∑Idn.cos(nθ-δn)n=6,12,5π+ξ≤θ≤5π+ξ+μia=i2=Id05π⎡⎤θ-(+ξ)⎢⎥6-Id1+in(θ)+.⎢1-⎥.∑Idncos(nθ-δn)μ⎢⎥n=6,12,⎢⎥⎣⎦id1=Em⎧kk⎫+⎨cosξ-5cos5(ξ+a5)-7cos7(ξ+a7)+⎬.2XS57⎩⎭Em2XSk5ππk7π⎧⎫cos(θ-)+cos[5(θ+a)+]-cos[7(θ+a)-]+⎨⎬.5765676⎩⎭in(θ)=im(θ-2π)（1.8）im(θ)=式中ξ为换流起始角偏移量，μ换流重叠角，可由下式计算得到：sinξ+v=5,7,∑(-1)lkvsinv(ξ+av)=0(-1)lkv2XSId0.[cosv(ξ+av)-cosv(ξ+av+μ)]=vEmcosξ-cos(ξ+μ)+v=6l±1v=5,7,∑(l=1,2,3,)（1.9）ν次谐波电流幅值及相角分别为：Iav=22AV+BVφV=arctan(BVAV)如下表所示：(1.8)结合上述相关公式和表中相关数据可得整流电路的整流谐波电流的计算值，表1.2整流谐波电流的计算值针对上述整流器产生的谐波电流，本文设计了下文所介绍的三相三线制有源电力滤波器用于补偿该整流器产生的谐波电流，提高公用电网的电能质量。第二章绪论2.1有源电力滤波的产生、发展及现状随着现代工业技术的发展，电力系统中非线性负荷大量增加。各种非线性和时性电子装置如逆变器、整流器及各种开关电源等大规模地应用，其负面效应也日益明显。电力电子装置的开关动作向电网中注入了大量的谐波和次谐波分量，导致了交流电网中电压和电流波形的严重失真，从而替代了传统的变压器等铁磁材料的非线性引起的谐波，成为主要的谐波源。电能质量的下降严重影响着供、用电设备的安全经济运行，降低了人们的生活质量。世界各国已经十分重视电能的质量的管理。谐波治理是电能问题的核心内容之一，也是现代电力发展的迫切要求。谐波抑制是提高电能质量，保证供用电设备安全可靠运行的重要手段之一。减小谐波影响的技术措施可以从两方面入手：一是从谐波源出发，减少谐波的产生；二是安装滤波装置。同时滤波器又主要包含无源滤波器和有源滤波器两大类。无源滤波器仅可对特定谐波进行有效地衰减，而出于经济和占地面积方面的考虑，滤波器的个数均是有限的，所以对于谐波含量丰富的场合，无源滤波器滤波效果往往不够理想。为了达到更好的滤去电网谐波的目的，我们在电网中引入了有源电力滤波器。有源电力滤波器的思想最早出现于1969年B.M.Bird和J.F.Marsh的论文中。文中描述了通过向交流电源注入三次谐波电流以减少电源中的谐波，改善电源电流波形的新方法。文中所述的方法被认为是有源电力滤波器思想的诞生。1971年，日本H.Sasaki和T.Machida完整描述了有源电力滤波器的基本原理。1976年美国西屋电气公司的L.Gyugyi和E.C.Strycula提供了采用脉冲宽度调制控制的有源电力滤波器，确定了主电路的基本拓扑结构和控制方式，从原理上阐明了有源电力滤波器是一种理想的谐波电流发生器，并讨论了实现方法和相应的控制原理。然而，在20世纪70年代由于缺少大功率可关断器件，有源电力滤波器除了少数的实验研究外，几乎没有任何进展。进入20世纪80年代以来，新型电力半导体器件的出现，PWM技术的发展，尤其是1983年日本的H.Akagi等人提出了“三相电路瞬时无功功率理论”，以该理论为基础的谐波和无功电流检测方法在三相APF中得到了成功的应用，极大的促进了APF的发展。1982年第一台APF在日本投入运行，1986年H.Akagi提出并联有源滤波器消除谐波，APF在这种装置中相当于一个谐波电流发生器，它跟踪负载电流的谐波分量，产生与之相反的谐波电流，从而抵消了线路中的谐波电流，1987年，Nnkeda等人提出用并联有源电力滤波器和并联无源滤波器方案，在这种电路中有源滤波器仍起谐波补偿的作用，无源滤波器分担大部分谐波，因此有源电力滤波器容量很小，但这种有源滤波系统在使用时，电源与有源电力滤波器及无源滤波器之间存在谐波通道;1988年，F．Z．Peng等人提出将串联有源电力滤波器加并联无源滤波器的结构，在这种方案中，有源电力滤波器对谐波呈现高阻抗，而对基波电流呈现低阻抗，因此电力滤波器相当于一个电源和负载之间的谐波隔离装置，电网的谐波电压不会加在负载和无源滤波器上，而负载的谐波电流也不会流入电网;1900年，日本的H.Futjita等人提出将有源电力滤波器与无源滤波器相串联的综合有源滤波方案，无源滤波器对负载的谐波电流进行滤波，并提供一定的基波无功补偿，而有源滤波器则起改善无源滤波特性的作用，这样，以极小容量的有源滤波器就可以弥补无源滤波器的一些固有缺陷;1994年，H.Akagi等人提出了一种综合了串联有源电力滤波器和并联有源电力滤波器的综合有源滤波系统，串联有源电力滤波器将电源和负载及无源滤波器隔离，使负载谐波电流流入无源滤波器，同时阻止电源谐波电压流入负载端，并联有源电力滤波器提供一个零阻抗的谐波支路，使得负载中的谐波电流不会在无源滤波器上产生谐波电压[4]。现在APF技术得到了长足的发展，越来越多的APF投入了运行，不论从实现功能还是运行功率上都有明显改善，其中在日本，已经投入使用的APF从50KVA到60MVA，功率范围越来越宽，从谐波补偿到抑制闪变和电压调节应用功能越来越丰富。目前，有源滤波器已经用在提高电能质量，解决三相电力系统中终端电压调节，电压波动抑制，电压平衡改善以及谐波和无功补偿等问题。尽管我国近年来也有较大容量的有源电力滤波器研制成功，比方说清华大学研制的10MVA的APF，但由于我国工业基础较薄弱，电力电子工业和世界先进水平相比差距还较大，总体而言，有源电力滤波器的研究还处于理论探讨和实验小规模研究过程中。2.2有源电力滤波器的发展趋势从近年来的国内外研究和应用中可以看出有源电力滤波器(APF)具有如下的发展趋势：(1)通过采用PWM调制和提高开关器件等效开关频率的多重化技术，实现对高次谐波的有效补偿。(2)当前APF的成本相对较高，从经济上考虑，可以采用APF与LC无源滤波器并联使用的混合型有源滤波系统，以减小APF的容量，达到降低成本、提高效率的目的。同时，随着大量换流器用于变频调速系统运用了大量换流器，以及半导体器件制造水平的迅速发展，尤其是IGBT的广泛应用，其价格必然下降，混合型APF低成本的优势将逐渐消失，而串—并联APF由于其功能强大、性价比高，将是一种很有发展前途的有源滤波装置。(3)在装置技术上主要需要解决如下问题:降低装置的价格、降低装置的价格、简化控制系统、多功能化、降低损耗和提高系统的可靠性，包括过压、过流等保护技术，故障诊断技术及电磁兼容技术的研究和开发。2.3本章小结本章介绍了有源电力滤波器的产生、发展及现状以及发展趋势。第三章有源电力滤波器的基本原理及拓扑结构3.1有源电力滤波器的基本原理有源电力滤波器根据其与电网连接的方式不同，分为并联型和串联型两种，并联型滤波器在实际中应用较广。由于本文采用的是并联型有源滤波器，下面就以并联型有源滤波器为例，介绍其工作原理。图3.1为最基本的并联型有源电力滤波器系统结构图。从结构上来看，有源电力滤波器主要由两大部分组成，即指令电流运算电路和补偿电流发生电路(由电流跟踪控制电路、驱动电路和主电路三个部分组成)。其中指令电流运算电路的作用是检测出被补偿对象中的谐波和无功电流分量。补偿电流发生电路的作用是根据指令电流发出补偿电流的指令信号，控制逆变主电路产生补偿电流，并注入到电网中，以达到消除谐波和无功电流的目的。如图3.1所示并联型有源滤波器的基本工作原理是:通过电压和电流传感器检测补偿对象(非线性负载)的电压和电流信号，然后经指令电流运算单元计算出补偿电流的指令信号，再经PWM控制信号单元将其转换为PWM指令，控制逆变器输出与负载中所产生的谐波或无功电流大小相等、相位相反的补偿电流，最终得到期望的电源电流。其中如图3.1所示，电源电流is由负载电流il和有源滤波器的输出电流ic共同组成。负载电流i1又可分解为基波分量i1f和谐波分量i1h之和。而基波分量又可分为基波有功分量i1fp和基波无功分量i1fq之和。这样负载电流可表示为基波有功分量i1fp、基波无功分量i1fq和谐波分量i1h之和。如果控制有源滤波器的输出电流ic和谐波分量i1h相等，那么电源电流中就只剩下基波电流了，这样就达到了抑制谐波的目的。上述原理可以用一组公式来表示：is=i1+ici1=i1f+i1hi1f=i1fp+i1fqi1=i1fp+i1fq+i1hic=-i1his=i1+ic=i1f:（3.1）简言之，并联型有源滤波器相当于并联在电网上的受控电流源，它实时检测负载电流中的谐波电流，并产生与之大小相等而方向相反的补偿电流，使流入电网的谐波电流基本为零。如果要求有源滤波器在补偿谐波的同时，补偿无功功率，则只需要在补偿谐波电流的指令信号中增加与负载电流基波无功分量反极性分量即可，使得补偿电流与负载电流中的谐波及无功分量相互抵消，电源电流等于负载电流的基波有功分量。公式表达如下:ic=-(i1h+i1fq）is=i1+ic=i1fp（3.2）从不同的角度出发，APF有不同的分类方法，根据用户使用的电源类型是直流电源还是交流电源，APF可分为直流APF和交流APF;根据接入系统的相数不同，APF分为单相APF和三相APF;根据主电路的形式不同，APF分为单个主电路型和多重叠加主电路型;根据直流侧储能元件的不同，APF又分为电压型和电流型;根据APF和电网连接方式的不同，APF分为并联型、串联型、串—并联型，这是目前对APF分类的主要方法，其中串联型和并联型又可以继续细分为不同的类型，如图3.2所示:图3.2APF的分类3.3有源电力滤波器的基本结构无论有源电力滤波器如何分类，它都由几个共同的部分构成即谐波检测环节、控制系统、主电路几个主要的部分构成。谐波检测是有源电力滤波器非常关键的一环，对于谐波的快速检测方法我们将在下一章进行具体讨论，这里主要介绍检测环节的构成及设计中的关键问题。图3.3是谐波检测环节的原理框图。图3.3APF谐波检测结构框图①电压与电流互感器用于APF的电压互感器PT与电流互感器CT，与一般用于电力系统继电保护与测量的PT与CT有一定的区别，即该PT与CT要求精度较高，要求精度0.2级以上，线性度好。其次要求PT与CT具有快的响应特性，一般要求信号延时在10µs以下。最后要求PT、CT能测量直流信号。对于接在系统侧的PT和CT，可以不需要测量直流信号，但对于接在APF装置上的PT和CT，一定要能测量出直流电压和电流分量，否则在控制过程中装置的性能可能难以达到要求。满足上述要求的PT和CT，一般是基于霍尔效应的电压电流测量模块。接在电网侧用于检测系统谐波电压或谐波电流的PT和CT，安装位置也要根据实际情况选择，如图3.4所示谐波检测应该互感器安装在电网的谐波源侧，以避免因APF补偿而影响谐波的变化。②预处理环节一般的预处理环节，是将电压或电流互感器输出的电流信号转化为电压信号，并进行适当的滤波与放大。互感器输出的信号经过转化环节变成电压信号，而由于实际中总存在一定的高频噪声，因此一般都要对信号进行一定的滤波及进行放大或缩小。由于APF对谐波信号的延迟非常敏感，因此预处理环节的延时必须很小，否则将影响谐波补偿的效果。为此要求预处理环节的延时为微秒级，如小于10µs。因为现在APF的器件开关频率很高，如有的达20kHz，则开关周期为50µs，因此一旦预处理环节延时超过10µs，会影响整个APF的谐波跟踪及补偿效果。③采样保持与A/D转换APF对谐波信号的时间同时性要求比较高，因此一般情况下应该对所需要的信号进行同步采样，所以需要加采样保持电路，即在同一时刻对输入的信号进行采样。将采样的信号保持起来，然后可以分别进行A/D转换，将模拟量转换为数字量。由于APF对信号频率范围及精度的检测有较高的要求，因此应该根据滤波器对谐波补偿的要求确定采样保持的频率及A/D转换的速度。按照采样定理，信号的采样频率必须为信号频率的2倍以上才能复原该信号，实际中为了获得较好的效果，一般要求采样频率为信号频率的4倍以上才能较好的得到该信号。例如如果电力系统要求补偿谐波的最高频率为21次谐波，则信号的采样频率最好在4x21x50·4200HZ(以上)。同时A/D转换的精度应该满足要求，通常在12位以上。3.3.2控制系统有源电力滤波器的控制系统及选用的控制算法是其滤波效果好坏的关键。APF的控制系统主要由模拟控制系统、数字控制系统以及数字模拟混合控制系统三类。近年来随着微电子技术的快速发展，各种数字芯片的性能大大提高，因此有源电力滤波器的控制系统逐步由模拟控制系统转化为模拟数字混合控制及数字控制系统。APF控制系统一般由控制算法和触发脉冲产生两个部分组成，如图3.5所示。其中控制算法处理部分对谐波检测环节送来的数字信号进行处理，并与APF产生的谐波比较，根据其差值采用一定的控制方法，产生适当的驱动脉冲信号给触发脉冲发生部分。由于微处理器的能力很强，能够完成APF所需要的谐波检测，并产生所需补偿的参考谐波信号，而如果采用模拟电路则非常繁琐，算法与参数的调整也很不方便，因此APF这一部分一般采用微处理器来实现。图3.5有源电力滤波器的控制系统所谓的数字模拟混合控制系统，通常是在获取参考谐波信号后，通过模拟电路实现谐波跟踪并产生控制有源电力滤波器所需的PWM脉冲。与数字电路相比，采用模拟芯片来实现一般的谐波跟踪和PWM脉冲控制具有更快的速度和更高的分辨率。图3.6为APF中经常采用的一种数字模拟混合控制系器的模拟部分。其中参考电流信号有微处理器通过D/A转换变成模拟信号送到模拟控制部分。图3.6APF中的模拟控制部分所谓数字模拟混合控制系统，通常是在获取参考谐波信号之后，通过模拟电路实现谐波跟踪并产生控制APF所需的PWM脉冲。因为与数字电路相比，采用模拟芯片来实现一般的谐波跟踪(通常为比例积分PI控制)和PWM脉冲控制具有更快的速度和分辨率。但随着微电子技术的快速发展，通过专门电路或可编程逻辑器件产生PWM脉冲已经非常方便，而且在速度和分辨率方面有了显著的提高，因此APF的控制系统已经逐步变成纯数字控制系统。由于DSP芯片本身带有PWM脉冲产生部分，因此采用单片的DSP就可以实现APF的控制系统，其结构如图3.7所示。图3.7基于单DSP的APF的控制系统目前，为了满足有源电力滤波系统控制实时性要求，工程应用中大都采用双DSP或DSP+FPGA(现场可编程逻辑阵列)的数字化控制方案，其结构如图2.8所示。基于双DSP的APF可以完成复杂的控制算法，产生精确的控制脉冲;同时，该方法灵活简单，只需要修改程序即可以改变脉冲发生器的功能，有很好的通用性。这种控制系统的结构如图3.8所示。图3.8基于双DSP的APF控制系统3.3.3主电路由于本文主要是研究基于电压源变流器的主电路结构。按照电力系统应用需要一般可以分为三相三线制结构和三相四线制结构两种.电压型APF效率高，初期投资少，可任意并联扩容，易于单机小型化，适用于电网级谐波补偿.图3.9所示的电压型APF直流侧接有大电容，正常工作时其电压基本不变，可看作电压源，但为保持直流侧电压不变，需对该电压进行控制，电压型APF交流侧输出电压为PWM方波。图3.9三相三线结构电压型APF3.4三相并联型电压型有源电力滤波器的基本原理并联型有源电力滤波器的系统框图如图3.10所示(电感、电容等电路元件均包含在主电路中),其工作原理为:指令电流运算电路在检测到负载电流后,通过运算把负载电流信号中的谐波电流、无功电流及负序电流和零序电流检测出来,然后把这些电流信号转换成相应的变流器触发信号,再通过电流跟踪控制电路形成触发脉冲去驱动变流器,使变流器产生的电流为上述电流之和,极性相反,再回注入电网,则电网中的谐波电流、无功电流、负序电流和零序电流被抵消为零,只剩下基波有功正序电流。图3.10并联型APF的系统框图其中APF的补偿电流是由主电路中的直流侧电容电压与交流侧电源电压的差值作用于电感上产生的。主电路的工作情况是由主电路中6组开关器件的通断组合所决定的，特定的开关组合所对应的工作情况称为工作模式。通常，同一组的上下两组开关总有其中的一个器件是导通的。假设三相电压之和ea+eb+ec=0，并且由本文所设计的电路可得ica+icb+icc=0可得下述微分方程：dica=ea+kaUcdtdiLcb=eb+kbUc（3.3）dtdiLcc=ec+kcUcdtL式中kaUc、kbUc、kcUc为主电路各桥臂中点与电源中点之间的电压;Ka、Kb、Kc为刀开关系数，Ka+Kb+Kc=0，Ka、Kb、Kc的值与主电路工作模式之间的关系如表2—1所示。表3—1主电路开关模式与开关系数由基*∆ic=ic-ic（3.4）其中ic*-----指令电流;ic-----并联型APF产生的实际补偿电流。有源电力滤波器主电路中开关器件的通断，是由采样时刻△ic和ic*的极性决定的。以A相为例，应该使Ka>0当△ica>0时，而△ica<0时，应该使Ka<0，从而使得△ic减小，达到补偿电流ica跟随指令电流ic*变化的目的。因为△ica十△icb+△icc=0，所以△ica、△icb、△icc中绝对值最大的一个总是与其他两个方向相反。前者所对应的开关系数不是2/3就是-2/3。相反地，后者所对应的开关系数不是1/3就是-1/3。这说明跟随偏差最大的一相所受的控制作用最强，这样各项之间偏差的不平衡总呈现出减弱的趋势。3.5本章小结本章主要介绍了有源电力滤波器的基本原理、基本结构以及其控制系统、主电路的结构，同时介绍了并联型APF的基本原理以及主电路的导通方式。第四章三相并联电压型有源电力滤波器的设计4.1系统总体结构本文所设计的有源电力滤波器的系统结构框图如下图所示，主要由三大部分组成：主电路部分、电流电压检测部分、DSP控制部分。图4.1并联型APF系统结构下面对图4.1中的主要部分做简单介绍：负载部分：负载是一个产生谐波电流的三相不可控整流桥式电路，整流桥的直流侧为阻性负载。由于这部分电路不是系统设计的主要任务，主要是用来说明非线性负荷的存在。所以本文不对其进行专门的设计。电流采样电路：取得补偿前后电网上的电流数值及补偿的电流数值；电压采样电路：取得直流侧电容两端的电压数值；电压过零检测电路：用于检测电网电压由负变正的过零点，作为补偿电路的同步触发信号；DSP及其外围电路：这是APF运算电路的组成部分，用于分析电网谐波电流并输出控制信号；IPM隔离、驱动及保护电路：这是APF驱动电路的组成部分；4.2谐波检测系统迄今为止，己有多种谐波检测方法被提出。如:基于瞬时无功功率理论的谐波检测方法、基于FFT的谐波电流检测方法、基于ip-iq变换的谐波检测方法、基于同步检测法的谐波检测方法以及基于人工神经元网络的谐波检测方法等。下面对常用谐波检测方法特点进行分析，并介绍本文所采用的谐波检测方法。4.2.1基于FFT的谐波检测方法为了快速检测电流波形中的谐波，人们已经发展了很多方法，如基于傅立叶分析的方法来检测谐波和无功电流。该方法及其衍生的方法是建立在快速傅立叶分析(FFT)的基础上，此方法要求被补偿的波形是周期变化的，否则会带来较大误差。这种方法根据采集到的一个电源周期的电流值进行FFT分解，得到各次谐波的幅值和相位系数，再进行FFT反变换，合成出总的谐波和无功电流。该方法的优点是方法思路比较简明，原理和工作过程十分清晰，对所补偿的谐波可以进行有目的的选择，适用于各种情况。但缺点是需要测得一个周期的电流值，且需进行两次变换，计算量大，需花费较多的计算时间，从而使得检测方法具有较长时间的延迟，检测的结果实际上是较长时间前的谐波和无功电流，实时性不好。并且，该法也无法检测出无功分量。4.2.2于瞬时无功功率理论的谐波与无功电流检测法赤木泰文最初提出的瞬时无功功率理论亦称p-q理论，是以瞬时实功率p和瞬时虚功率q的定义为基础，此后经不断的研究逐渐得到了完善。基于瞬时无功功率理论的检测法现已包括法ip-iq法和d-q。p-q法应用最早。适用于三相对称且无畸变的公用电网；ip-iq法不仅适用于三相不对称公用电网，而且对电网电压畸变也有效;基于同步旋转park变换的d-q法，简化了对称无畸变情况下的电流增量检测，同时也适用于不对称、有畸变情况下的电流增量检测。基于瞬时无功功率理论的检测法具有较好的实时性，在三相电路中得到了广泛的应用，但其使用的乘法器多、计算量大，调整困难，难以保证检测精度，而且不能用于单相电路。目前该方法在三相APF的电流检测方法中占据了主导地位。假设三相电路中的电压和电流瞬时值分别为ua、ub、uc和ia、ib、ic。采用cαβ变换矩阵，将它们变换到α-β两相正交坐标上有:令Cαβ=1⎡-2⎢12⎢3⎢0⎢2⎣1⎤2⎥⎥(3.1)⎥-2⎥⎦-则三相电流、电压信号可以变换为α-β坐标系中的相量，即⎡i⎤⎡ua⎤a⎢⎥⎡uα⎤⎡iα⎤⎢u⎥==i⎢⎥⎢i⎥cαβb(3.2)，⎢u⎥cαβ⎢b⎥(3.3)⎢⎥⎣β⎦⎣β⎦⎢uc⎥⎣⎦i⎢⎥⎣c⎦图4.2αβ坐标系中的电压和电流矢量在图4.2中的αβ坐标系中，将uα、uβ与iα、iβ分别合成为电压矢量u和电流矢量i,如式3.4：=u+u=u∠ϕ（4.4）αβe=iα+iβ=i∠ϕe式中，u、i别为矢量u、i的幅值；φe、φi分别为矢量u、i的相角。三相电路瞬时有功电流ip和瞬时无功电流iq，分别为矢量i在矢量u及其法线上的投影。即ip=icosϕiq=isinϕ(4.5)式中，φ为相量i和相量u之间的夹角，φ=φe-φi三相电路瞬时有功功率p(或瞬时无功功率q)为电压相量u的模与三相电路瞬时有功电流ip(或三相电路瞬时无功电流iq)的乘积，即:p=eipq=eiq(4.6)将式3.4、3.5以及φ=φe-φi代入3.6，可得以下矩阵表达式：⎡p⎤⎡uα⎢q⎥=⎢u⎣⎦⎣β其中uβ⎤⎡iα⎤⎡iα⎤⎢i⎥=cpq⎢i⎥（4.7）-uα⎥⎦⎣β⎦⎣β⎦⎡uαcpq=⎢⎣uβuβ⎤⎥-uα⎦将4.1、4.2、4.3代入4.7可得：p、q对于三相电流的表达式:p=uaia+ubib+ucicq=1[(eb-ec)ia+(ec-eb)ia+(ea_eb)ia]（4.8）由4.8可知，三相电路瞬时有功功率就是三相电路的瞬时功率。传统理论中的有功功率、无功功率等都是在平均值基础乘相量的意义上定义的，它们只适用于电压、电流都是正弦波的情况。而瞬时无功功率理论中的概念，都是在瞬时值的基础上定义的，所以不仅适用于正弦波，还适用于非正弦波和倒可过度过程的情况。其实，从以上各定义来看，瞬时无功功率理论中的概念，在形式上和传统理论非常相似，可以看成是传统理论的推广和延伸。基于瞬时无功功率理论的检测法，在检测无功电流时，可以无延时地检测出结果;而在检测谐波电流时，由于被检测对象电流中谐波的构成和采用的滤波器不同，会有不同的延时，但最多不超过一个周期。对于电网中最典型的谐波源，如三相桥式整流器，其检测延时约为1/6周期，具有很好的实时性。4.2.3p-q检测法该检测方法的框图如图4.2所示。图中上标-1表示矩阵的逆。p-q检测法根据定义计算出p、q，再经低通滤波器得到p、q的直流分量p、由于当电网电压无畸变时，p为基波有功电流与电压作用产生,q互为基波q。无功电流与电压作用产生，故通过p、q的直流分量p、q便可以检测出电流ia、ib、ic的基波分量与iaf、ibf与icf:⎡iaf⎤1T-1⎡p⎤⎢⎥i==⎢bf⎥cαβcpq⎢q⎥e2⎣⎦⎢icf⎥⎣⎦⎡p⎤cαβcpq⎢q⎥（4.9）⎣⎦最后将ia、ib、ic与iaf、ibf与icf相减，便得到ia、ib、ic的谐波分量iah、ibh、ich。如图4.2所示。当APF同时用于补偿谐波和无功功率时，就需要同时检测出谐波和无功电流。在这种情况，只需断开图4.3中计算q的通道即可。这是，由p的直流分量即开检测出基波的有功分量iapff、ibpf、icpf为：图4.3p、q运算方式的原理图⎡iapf⎢⎢ibpf⎢icpf⎣⎤-1⎡p⎤⎥⎥=cαβcpq⎢0⎥(4.10)⎣⎦⎥⎦将ia、ib、ic与iapff、ibpf、icpf相减，即可得出ia、ib、ic的谐波分量iah、ibh、ich和基波无功分量之和。当电网电压有畸变时，采用p-q算法会使得计算所得到的谐波电流与实际的谐波电流之间存在差别。4.2.4ip-iq电流检测法根据瞬时无功功率理论可推导出瞬时有功电流和瞬时无功电流的表达式为：⎡ip⎤⎡sinwt⎢i⎥=⎢⎣q⎦⎣-coswt-coswt⎤⎡iα⎤⎢i⎥-sinwt⎥⎦⎣β⎦⎡sinwt=⎢⎣-coswt⎛⎡11-⎢2-coswt⎤2⎢⎢-sinwt⎥⎦3⎢0⎢2⎣⎝⎤⎫⎥⎪⎡ia⎤⎥⎪⎢⎥⎥⎪⎢ib⎥=c3⎥⎪⎢⎣ic⎥⎦⎪-⎥2⎦⎭1-2⎡ia⎤⎢⎥c32⎢ib⎥（4.11）⎢⎣ic⎥⎦⎡sinωt-cosωt⎤其中c=⎢⎥⎣-cosωt-sinωt⎦由上式可得出电流检测法原理如图4.4所示：4.4ip-iq检测法原理该方法中，需要与A相电网电压ua同相位的正弦信号sinωt和对应的余弦信号cosωt，它们由一个锁相环（PLL）和一个正、余弦信号发生电路得到。其中PLL主要起同步作用，当检测到过零上升的ua时启动正、余弦表（包括-cosωt的值），使其形成一个矩阵C。根据（4.11）式计算出ip、iq，在经过LPF滤波可得出ip、iq的直流分量ip、iq。这里，ip、iq是由iaf、ibf、icf产生的，因此由ip、iq反变换计算出iaf、ibf、icf为：⎡iaf⎤⎢⎥⎢ibf⎥=⎢icf⎥⎣⎦⎡1⎢2⎢-⎢3⎢-⎣⎤⎥sinωt⎥⎡⎥⎢⎣-cosωt-⎥⎦03-cosωt⎤⎡ip⎤-1⎡ip⎤=⎢⎥c23c⎢⎥(4.12)⎥-sinωt⎦⎣⎢iq⎦⎥⎢iq⎦⎥⎣图4.4只是检测谐波电流时的情况，当检测谐波和无功电流之和时，只需断开图3.4中的iq通道即可，由ip即可计算出被检测电流ia、ib、ic的基波有功分量为iapf、ibpf、icpf为：⎡iapf⎢⎢ibpf⎢icpf⎣⎤-1⎡ip⎤⎥⎥=c23c⎢0⎥（4.13）⎣⎦⎥⎦将ia、ib、ic与iapf、ibpf、icpf相减，即可得出ia、ib、ic的基波分量和基波无功分量。与p-q检测法相，ip-iq检测法不仅适用于三相不对称公用电网，而且对电网电压畸变也有效。4.2.5d-q检测法d-q检测法的原理如图4.4所示，先将瞬时三相电流ia、ib、ic变换到d-q坐标上为：⎡⎡id⎤⎡ia⎤⎢id⎥=C⎢i⎥=⎢i=⎢i⎢q⎥⎢b⎥⎢q⎢⎢⎣i0⎥⎦⎣ic⎥⎦⎢i0⎢⎣⎡⎢cosωt2⎢⎢-sinωt3⎢⎢1⎢2⎣idq⎤+id⎥~+iq⎥⎥⎥⎥⎦~c=2π2π⎤)cos(ωt+)⎥332π2π⎥-sin(ωt-)-sin(ωt+)⎥（4.14）33⎥11⎥⎥22⎦sin(ωt-d轴电流直流分量id与负载基波有功功率相对应，q轴电流直流分量iq与负载基波无功功率相对应，d轴电流交流分量id和q轴电流交流分量iq分别与高次谐波的有功功率和无功功率相对应，故id和iq经低通滤波器LPF后即得到与基波对应的有功分量idf和无功分量iqf。0轴分量i0与基波不对称功率相对应。图4.5d-q检测法原理图当用低通滤波器LPF滤除所有交流谐波后，其直流成分通过d-q反变换即可得基波电流iaf、ibf、icf，用ia、ib、ic减去iaf、ibf、icf，即可得到三相谐波电流iah、ibh、ich。当还要检测出无功电流时，只需断开图4.5中iq通道即可。与ip-iq检测法相比，基于同步旋转Park变换的d-q法，简化了对称无畸变情况下的电流增量检测，同时也适用于不对称、有畸变情况下的电流增量检测。4.3主电路设计4.3.1系统主电路结构由于本文所设计的有源电力滤波器主要是针对三相三线制接线的负荷，因的主电路结构：图4.6并联型APF的主电路结构4.3.2主电路参数的设计1.直流侧电压Ud的确定：为了能够有效的对谐波进行补偿，直流侧电压需要满足式（4.15）的要求。即Ud最小应该大于交流侧相电压峰值的3倍，否则可能发生补偿电流ic不按要求变化的情况。在此基础上，Ud越大，ic变化越快：但是Ud过大，将使装置容量增加，且器件的耐压要求很高。一般有：Ud=1.5⨯3Em(4.15)本文选取Ud=800V。2.交流侧电感Lc的确定：电感Lc值越小，变化越快；Lc值越大，变化越慢。对谐波电流进行有效补偿，通常要求：Lc=4Ud9η（4.16）*ic其中=λmax（4.17）tc*icmax为补偿指令电流信号最大值；又取0.3～0.4时，谐波补偿的效佳。本文中选取LC＝1mH。3.补偿装置容量SC的确定：变流器的容量与补偿电流大小有关，即与补偿对象的容量和补偿的目的有关。SC可由下式确定：Sc=3EIc（4.18）在只补偿谐波时，IC=ILH，对于三相桥式全控整流器，IL≈ILH，故补偿容量约为补偿对象容量的25%。当在补偿谐波的同时还需要补偿无功时，要求的容量将比只补偿谐波时大，并且与三相整流桥的最大触发延迟角有关。4.PWM变流器开关时间tc的确定：经过分析，可以得出如下结论tc越长ic越大；tc越短，ic纹波越小。tc的长短还决定了变流器能补偿的谐波最高及对开关器件工作频率的要求。设开关器件所支持的最大开关频率Tf，则有：tc≥1（4.19）fr对于fr=20KHz的开关器件，有tc≥50ms。本文中开关频率为12.8KHz。4.3.3开关器件的选择及其外围电路设计作为有源电力滤波器逆变器的核心元件即开关器件有几种可供选择的器件，如MOSFET管、IGBT、GTO、IGCT以及IEGT等。它们的选择首先应满足开关频率和器件容量的要求，当单个器件无法满足容量要求时，可考虑采用器件的串并联或主电路的多重化等方法，其次，再考虑它们的价格。器件的种类确定后，再确定其额定参数，其中，额定电压由直流侧电压Ud决定，并考虑适当的安全裕量；额定电流由补偿电流ic决定。本系统选择选择耐压为1200V，限流为50A的IGBT作为三相全控桥电路的开关器件。智能功率模块IPM(IntelligentPowerModule)是由绝缘栅双极型晶体管(IGBT)单元构成的。其具有集成度高、体积小的特点，其内部不仅封装了门极驱动控制电路，而且还有故障检测电路和各种保护电路，能实现过热保护、过流保护、短路保护及控制电源欠压保护等功能。高速、低功率的IGBT芯片和优选的门极驱动及保护电路构成的IPM具有开关速度快、功耗低的特点。IPM内置的驱动和保护电路使系统硬件简单、可靠，缩短了系统开发时间，也提高了故障下的自保护能力。模块中每个IGBT的驱动电路设计了最佳驱动条件。与普通IGBT模块相比，IPM在系统性能及可靠性方面都有进一步的提高。本文设计的系统使用日本东芝公司生产的IPM——MIG50Q7CSA0X作为PWM变流器的主电路。在IPM模块内部封装了7个IGBT，工作在1200V/50A条件以下其内部结构如图3.7所示：图4.7IPM模块MIG75Q7CSA0X内部结构图IPM驱动电路设计IPM对驱动电路的输出电压要求严格，具体如下：1．驱动电压的范围为(1士10%)×15V，电压低于13.5V将发生欠压保护，电压高于16.5V将可能损坏内部部件；2．驱动电压相互隔离，以避免地线噪声干扰。共需4组独立驱动电源，上桥臂侧3组独立，下桥臂侧1组公用。3．IPM接口电路须采用光耦，光耦输出脚和IPM引脚之间的走线应尽量短，要采用具有高共模抑制比的高速光耦；4．驱动电流可以参考器件给出的20kHz驱动电流要求，根据实际的开关频率加以修正。PWM驱动电路所提供的6路PWM信号，经过IPM模块转化成适合驱动IGBT的栅极电流，从而控制三相全控桥电路的工作。因为DSP开发板上集成的PWM输出端口光耦电源为5V，而IPM驱动电源需要15V，所以需要进行相应转换；开发板PWM输出虽然已经使用高速光耦6N137进行隔离，但由于光耦均由同一5V电源供电，因此6路PWM输出信号共地，在接入IPM前需要再经过一组高速光耦进行隔离。上桥臂三路驱动电路除各自使用一个独立的15V电源外，其余完全相同，其中上桥臂一路（U）驱动电路如图3.8所示：图3.8IPM上桥臂U相驱动电路下桥臂三路驱动电路除共用一路15V电源外，其余与上桥臂驱动电路相同。在内置制动单元的IPM中，当不使用制动时，应将输入端子IN(B)接20k的上电阻连于15V，否则，dV／dt可能引起误动作，并将B端子接到N或P电位上，免在悬空状态下使用。另外，电源上电时应先接通控制电源15V，然后再加主电源。如果先上主电源，则可能在保护功能还未起作用时，IPM已损坏。IPM保护电路设计IPM内建的保护电路可以提供4种保护功能：过流保护(OC)、短路保护(SC)、欠压保护(UV)和过热保护(OT)。IPM的内部电流传感器不断地检测通过IGBT的电流，当电流超过过流门限OC并持续5μs以上时，或超过短路门限SC时，保护电路关断IPM，同时输出一个故障信号（低电平）。当IGBT电流降到过流门限OC以下并持续2ms时，保护电路撤销封锁，IGBT继续正常工作。IPM内部控制电路使用隔离的15V直流电源，如果该电源降到欠压门限Uvt（约12V）以下并持续5μs以上时，IPM被关断，并发出故障信号（低电平）。当电压回升到Uvr（约12.5V）以上时，IPM恢复工作。安装在IPM底板的温度传感器监测底板温度，当温度上升到过热门限OT（通常是110℃）以上时，输出故障信号，保护电路工作，并一直持续到过热结束（95℃以下）。在功率驱动电路中，保护电路是必不可少的，完善的系统保护不能只依靠IPM的内部保护功能，需要辅助外围的保护电路电路。IPM内部的保护电路在IPM发生故障时会通过故障输出引脚输出一个故障信号，外围的保护就是基于对故障信号的处理。如图4.9所示，IPM的故障输出信号经过光耦隔离输出，进入4输入端与门，最终接DSP中控制PWM输出的PDPINTA引脚，一旦四路故障信号中任一路有输出，DSP的PWM输出将复位为高阻状态，从而封锁IPM的控制信号，关断IPM，起到保护作用。图4.9IPM保护电路图4.4控制系统设计并联型有源电力滤波器的目的是控制逆变器使其输出电流跟踪所需补偿的非线性负荷的谐波电流。目前有源电力滤波器的输出电流控制方法主要有：三角载波线性控制法、滞环比较控制法、无差拍控制法、电压矢量控制法等。下面先对几种电流控制方法做简单的介绍，再着重介绍本文采用的控制方法的具体设计。滞环比较控制法原理如图4.10所示。该方法的基本原理是以补偿电流信号的参考值为基准，设计一个滞环带，当实际的补偿电流欲离开这一滞环带时，逆变器开关动作，使实际补偿电流保持在滞环带内，围绕其参考值上下波动。该方法把补偿电流的指令信号ic*与实际的补偿电流信号ic进行比较，两者的偏差△ic作为滞环比较器的输入，通过滞环比较器产生控制主电路开关的PWM信号。该PWM信号经驱动电路来控制开关的通断，从而控制补偿电流ic的变化。图4.10滞环电流控制法原理与输出特性图由其基本原理可知，系统的开关频率、响应速度和电流跟踪的精确度均受滞环带的影响。当滞环带窄时，响应速度快，精确度高，但开关频率也较高，导致开关损耗增加。该方法的主要缺点是调制频率随输入信号变化，给滤波器的设计带来困难。另外，造成较大的脉动电流和开关噪声。对于无中线连接的三相逆变器，三相间的控制不独立，会产生相间干扰。针对基本滞环控制的上述缺陷，很多近期的研究文章提出了各种改进措施。如在基本滞环控制中使用电流解相技术，解决三相之间的相间干扰问题;推荐一种常频变带宽的滞环控制方法等。这些方法使滞环控制有了很大的改进。4.4.2三角波控制三角波控制方法的原理如图4.11所示，它是最简单的一种控制方式。它是将指令电流ic*与补偿电流ic的偏差△ic经放大器A放大后再与三角波比较，所得到的矩形脉冲作为变流器各开关元件的控制信号，从而在变流器输出端获得所需的波形。放大器A往往采用比例放大器或比例积分放大器。这样组成的一个控制系统是基于把△ic控制为最小来进行设计的。该方法较适合模拟电路控制。图4.11三角波控制方法原理图该控制方法的优点是动态响应好，开关频率固定，实现电路简单，缺点是输出波形中含有与三角载波相同频率的谐波，跟随误差较大，开关损耗较大且开关频率固定，在大功率应用中受到限制。4.4.3无差拍控制该控制法是一种采用数字技术实现的预测控制方法，它以电流误差等于零为目标，根据第K个时刻的补偿电流参考值和实际值，计算第K+1时刻的电流参考值及各种开关状态下的逆变器电流输出值。选择使电流误差最小的开关模式作为第K+1时刻的开关状态，该方法的优点是能够快速响应电流的突然变化，特别适合快速暂态控制。缺点是计算量大，而且对系统参数依赖性较大。近年来随着微机控制技术的不断发展以及数字信号处理器(DSP)运算速度的不断提高，无差拍控制法及其它快速优化控制法在有源滤波器中得到进一步的应用。4.4.4基于空间矢量的电压控制前面的三种方法都是对APF的电流进行跟踪控制，而本节要介绍的控制方法是通过控制有源电力滤波器的输出电压，使其输出电流跟踪参考电流的变化，因此该控制方法称为电压控制方法。目前用于APF的电压控制方法很多，如空间矢量PWM控制、预估电流PWM控制、无差拍PWM控制、自适应PWM控制等。本节将主要介绍本文所采用的控制策略——基于空间矢量的电压控制。图3.12为APF的三相电压逆变器的等值电路。由此电路可得相关计算方程：图4.12三相电压逆变器等值电路根据本章有源电力滤波器的原理图可得：uc(t)=L=Ldic(t)+Ric(t)+us(t)dtdiref(t)dt+Riref(t)+us(t)（4.20）其中L、R分别表示有源电力滤波器的等效电感与电阻。uc(t)为电压矢量、iref(t)为参考电流矢量，控制目标为ic(t)=iref(t)。由上式可得参考电压变换到α-β坐标系的矩阵表达式为：⎡uαrt(t)⎤⎢⎥=u(t)⎣βr⎦⎡11⎤1--⎢⎥⎡uar(t)⎤222⎢⎥⎢⎥（4.21）u(t)br⎥⎢⎥3⎢3⎥⎢⎢⎣ucr(t)⎥⎦0-⎢⎥22⎦⎣在分析过程中，可将三相六开关视为理想开关元件，它们的通断控制用相应的开关函数描述。定义开关函数:i开通VT3+i关断Si0，VTi关断VT3+i开通（i=1,2,3）则有源电力滤波器的输出电压为（以0点为电压零点）⎡uca⎤⎡s1⎤⎥=⎢s⎥uu⎢cb⎢⎥⎢2⎥dc（4.22）⎢⎣ucc⎥⎦⎢⎣s3⎥⎦将上式变换到α-β坐标系，可得：⎡11⎤-⎥⎡uca(t)⎤⎢1-22⎥⎢⎡uαc(t)⎤2⎢⎥u(t)⎢u(t)⎥=⎥⎢cb⎥3⎢⎣βc⎦3⎥⎢⎢⎣ucc(t)⎥⎦0-⎢⎥22⎦⎣⎡11⎤1--⎢⎥⎡s1⎤222⎢⎥⎢⎥（