南理工电子信息工程综合实验实验报告

1、电子信息工程综合实验实验报告题目：电子信息工程综合实验实验报告院系：电子工程与光电技术学院姓名（学号）：指导教师：实验日期： 2015年11月6号目录 TOC o 1-5 h z HYPERLINK l bookmark20 o Current Document 实验一正交调制器实验2 HYPERLINK l bookmark53 o Current Document 实验二正交相干检波器7 HYPERLINK l bookmark81 o Current Document 实验三匹配滤波器.12实验四动目标检测及相参积累.17 HYPERLINK l bookmark142 o Curren

2、t Document 实验五线性调频脉冲压缩29实验总结35实验一正交调制器实验一、实验目的掌握正交调制器的工作原理；掌握正交调制器的电路组成。二实验仪器信号源、示波器、直流稳压电源三、实验正交调制是一种特殊的复用技术，一般是指利用两个频率相同但相位相差90度的正弦波作为载波，同时传送两路互相独立的信号的一种调制方式。图一是具体的调制器功能框图。图一 正交调制器功能框图如图一所示，两路互相正交的信号i(t)和q(t)分别调制角频率为Wc的互相正交的正弦波调制， 调制后两路相加的波形为： 如果两路正交的信号i(t)和q(t)分别为线性调频脉冲信号的复包络的实部和虚部，即:i(t)= cosk?

3、t q(t) = sin(k兀 t2)正交调制器的输出则为： 显然，正交调制器的输出为载频频率为Wc的线性调频脉冲信号。、实验电路本实验装置主要由波形产生电路以及正交调制电路两个模块组成，硬件方面主要使用了单片机 和FPGA两种可编程的器件联合实现的。单片机处理开关扫描和显示电路，FPGA实现波形产生与 输出选择，具有很大的灵活性和开放性，系统原理框图如图二所示。图二正交调制器实验装置原理框图本实验装置的单片机选用的是Atmel公司的单片机AT89C55WD，如图三单片机的数据地址复用 口全部与FPGA相连，此外地址的高三位也与FPGA相连，这主要是为了让FPGA承担为单片机地址 译码器选通外

4、设的作用。单片机的WR、RD和ALE也与FPGA相连，这是为了保证单片机与FPGA的 通信时的时序问题。单片机的IO 口 PI 口全部接到开关上，使用独立式按键结构中的查询方式。如 图四所示，按键输入低电平有效，上拉电阻保证按键断开时，I/O 口为高电平。图三单片机与FPGA连接示意图图四单片机与开关连接示意图本实验装置使用四只数码管作为显示，选用共阴电路。因单片机的I/O 口有限，故使用串行移 位寄存器74HC595串行连接以控制显示器的显示输出。在单片机只需要用三个 I/O 口分别于 74HC595的14脚，11脚和12脚。五、实验内容及步骤实验装置的连接Q9座“input”对应的“DDS

5、信号产生器实验装置”输出频率设置为10MHz；测量，记录并分析波形。六、实验结果DISP3=3, DISP2=2，此时观察的为10MHz中频参考本振信号，观察示波器输出，得到图形如下：幅度平衡度为：20lg(384/648) = -4.54dB相位平衡度为：|(26-24.5)/(26+24.5)|*90=2.67DISP4=1 ,DISP3 = 1 ,DISP2=4 ,此时观察的为I&Q线性调频脉冲信号波形。观察示波器输出，得到图形如下：DISP4=1，DISP3 = 5，DISP2=4，此时观察的为10MHz中频线性调频脉冲信号波形。观察示波器输出，得到图形如下：DISP4=2，DISP3

6、=4，DISP2 = 1，此时观察的为BPSK状态下I路和Q路视频信号波形。观察示波器输出，得到图形如下：DISP4=2, DISP3=5, DISP2=1，此时观察的为BPSK信号调制后的中频信号波形。观察示波器输出， 得到图形如下：DISP4=3, DISP3=4, DISP2=1，此时观察的为Fd信号I路和Q路视频信号波形。观察示波器输出， 得到图形如下：DISP4=3, DISP3=5, DISP2=1，此时观察的为Fd信号调制后的中频信号波形。观察示波器输出， 得到图形如下：DISP4=4，DISP3=4，DISP2=1，此时观察的为PN信号I路和Q路视频信号波形。观察示波器输出，得

7、到图形如下：DISP4=4，DISP3 = 5，DISP2=1，此时观察的为PN信号调制后的中频信号波形。观察示波器输出，得到图形如下：实验分析：从LFM、BPSK、Fd信号和PN四种信号被调制后的中频信号频谱图可以看出，它们的中心频率都为载波频率10MHz，随着信号类型的不同，有相应的频谱差别。LFM信号频谱近似为一个矩形框；BPSK信号为SINC函数；Fd信号是冲激函数的展宽；PN信号 在载频10MHz附近近似为恒定值，约偏离中心载波频率幅值变化越大。Fd信号I通道和Q通道由于多普勒现象的存在出现了相位差，幅度也不相同，出现了幅相不平衡。 不仅是Fd信号，因为本实验的调制采用模拟电路实现不

8、可避免的将会出现I路和Q路信号幅值、 相位的差别，引起幅相不平衡。七、思考题分析10MHz中频BPSK信号的频谱特性、性能衡量指标。答：频谱中心频率在10MHz，大包络呈SINC函数，零点在1/T处（T为脉冲宽度），在1/NT处（N 为码元个数）也存在极窄的SINC函数，使得整个频谱呈现梳齿状。其性能衡量指标，可用频谱宽 度，主旁瓣比，梳齿间隔宽度衡量。实验二正交相干检波器一、实验目的掌握正交相干检波的基本原理，实现方法和运用它检测信号（例如多普勒信号）。掌握正交相干检波器幅度一致性和相位正交性（福祥不平衡）的测量方法。信号源、示波器、直流稳压电源。在雷达信号处理中，由于信号与干扰混合波形的振

9、幅和相位均含有信息，因此对信号最佳处理应在 接收机的中频进行。但是，对信号进行数字处理时，在中频进行采样时十分困难的。由于中频本身 并无目标信息，目标信息包含在中频的复包络中。因此，须将中频信号变成等效的复数视频信号， 以利于数字处理。正交相干检波器就是一种将中频信号变换成复数视频信号的装置。图1正交相干检波器功能框图假定图1中输入的实窄带信号为：其中，a(t)为实窄带信号的幅度调制；f0为实窄带信号的中频，中()为实窄带信号的相位调制。如果成)用复指数表示，可写成：其中，R (t) = a(t)e网)是复包络，幻2%是负载频。X(t)中的信息全部包含在复包络口()中，所以只要处理日()就能得

10、到信号的全部信息。复包络口( )可以进一步写成：参见图1，I支路乘法器的输出为：x(t)x (t) = 2a(t)cos2Kf t + 甲(t)cos(2f t) = a(t)cos甲(t) + cos4f t + 甲(t)经过低通滤波(LPF)以后输出为：同样，Q支路的输出为：经过低通滤波(LPF)以后输出为：用七作为实部，(t)作为虚部，组成一复信号恰好是中频x(t)的复包络。即: 因七(t)和(t)均作为视频信号，而且包含了原信号的幅度和相位： 经变换后，就可对信号进行数字处理。四、实验内容观看I、Q两路正交信号。根据记录的波形数据，测量两路信号的幅相不平衡度。幅相不平衡度的测量方法：正

11、交信号如图2所示，从示波器上读取正交I、Q信号的电压幅度值为AI和AQ，按公式:AA = 20 lg -Ar (dB)aq，计算幅度平衡值。测量TA和TB的值，按公式：甲=E-TB)/QA + TB)x90。计算相位平衡度。图1正交信号波形五、实验步骤实验装置的连接实验装置的Q9座“SIN”和“FO”分别连接到两台“DDS信号产生器实验装置”上；Q9座“OUT1”和OUT2”分别连接到示波器的两个输入端CH1”和CH2”上；正确连接 + 5V”和“12V”电源。Q9座FO”对应的“DDS信号产生器实验装置”输出频率设置为10MHz（设置方法见“DDS 信号产生器实验”）；Q9座“SIN”对应的

12、“DDS信号产生实验装置”输出频率从9.6MHz到9.999MHz，分别 按“K1”键和“K2”键，记录波形，并将测试数据填入表格。输入频率（MHz ）9.6009.7009.8009.9009.9509.9709.9909.999检波器输出频率（KHz）4003002001005030100.952A A rfin ihi-、I，A11.061.81.81.721.821.982.062.10A幅度平 衡（dB ）A21.251.961.91.92.082.142.282.28A-1.432-0.740-0.469-0.865-1.1598-0.6749-0.8814-0.7143W相位平衡

13、（）02.205.797.031.910.4392.0932.0931.4074.记录波形9.6MHzMHzMHzMHz9.95 MHz9.97MHz 9.99 MHz9.999 MHz测试中频本振(/FO、FO )的幅相不平衡度。性能 A幅度平衡(dB)W相位平衡()数据-0.925.3波形如下:从表格1中可以清楚地看到如果输入信号SIN的频率偏离检波器理论中频本振频率10MHz， 将出现幅相不平衡的现象，且频率不同，幅相不平衡的程度也不同。频率偏离越大，幅相不平 衡现象越明显。也就是说，如果雷达回波信号有多普勒频移，频移越大，幅相不平衡的影响就 越严重。从表格3可以看出，实验用中频本振信号

14、本身就存在一定的幅相不平衡，用它来参与解调，必 然使得输出信号呈现一定的幅相不平衡。LPF前的信号是解调处理前的中频正交信号，LPF后的信号是解调后的输出视频信号。它们都 呈现出了幅相不平衡的特点。七、思考题(1)幅相不平衡是什么原因造成的？答：原因来自两个方面：A.本振信号由模拟信号产生，模拟移相器输出正交的SIN和COS信号，很难完全保证幅度完全相同，相位相差90。采用这样的本振信号与输入信号相乘以后，必然导致幅相不平衡。B.实验中解调乘法完成以后，采用模拟低通滤波器滤波后，再经放大处理得到视频I路和Q 路信号。由于模拟滤波器和放大器不可能做到电路元件参数完全一致，再加上温度等外界 环境的

15、影响，使得输出也不能一致。(2)幅相不平衡如何进行调整？答：可以采用误差校正技术。接收机IQ检波前注入一个已知的理想信号，该信号必须是已知 其特性的合成多普勒信号。这个合成的多普勒信号经IQ检波和FFT处理器处理，信号在镜频 出的响应反映了 IQ通道的幅相不平衡，分析所得的误差数据，并记录储存在一个校准文件里。 系统工作时，调用该校准文件即可。实验三匹配滤波器实验目的了解匹配滤波器的工作原理。掌握二相编码脉冲信号的压缩比，主旁瓣比，码源宽度的测量方法。加深和巩固课堂所学有关距离分辨力，横向滤波器和匹配滤波器方面知识。实验仪器示波器，直流稳压电源，万用表。实验原理二相编码信号的匹配滤波器为：H

16、(f)=1 (f)“ 2 (f)式中，p 1 (f)为子脉冲匹配滤波器，p 2 (f)为横向滤波器(即抽头加权延时线求和)二相编码 信号的匹配滤波结构如图1所示。图一二相编码信号的匹配滤波器结构横向滤波器子脉冲匹配滤波器频率特性为：一T_/p 1 (f ) = sin c( fT )ejf横向滤波器频率特性为p 2 (f)=支 1 ce-j2珥(KT)(P-1)-k k =0式中，P为码长；T为码源宽度；cK为二相编码信号。在此，采用数字信号处理省略了子脉冲匹配滤波器，所以脉冲压缩输出不再是三角波而是方波。横 行滤波器(即抽头加权延时线求和网络)的结构如图2所示，在此采用超大规模集成 电路完成

17、。图二 横向滤波器（即#血头加权延时线求和网络）结构示意图实验内容和步骤检查信号箱电源以及信号输出的连接方式。打开试验箱电源和示波器，调整示波器使观察信号最佳。按键K1，数码管显示P，观察OUT 1输出的单脉冲信号以及OUT2输出的匹配滤波信号，记录输出 波形。用示波器测量压缩比，主旁瓣比，和码元宽度等参数。再次按键K1，改变单脉冲信号码元宽度，LED4显示带小数点。观察信号和匹配滤波输出的改变， 测量各项参数。一次按键K2K7，选择不同的输出信号，重复步骤24,观察波形，记录数据。将实验记录数据填入表1.进行分析。表一测试数据序号信号波形码元宽度压缩比主旁瓣比1单脉冲30.5us57us2脉

18、冲串9.9us9.9/19.1=0.5220us20/40.5=0.49331位M序列1us312.22/0.36=6.17431位PN截断 码1us31960/192=5513位巴克码1us132/0.58=3.4564位/7位组合 巴克码单脉冲脉冲串31位M序列31位PN截断码13位巴克码13位巴克码思考题1为什么脉冲压缩输出波形为方波而不是三角波？2.主副瓣比的测量方法有哪些？3.31位PN截断码（m序列中截取一个周期）与31位m序列的脉冲压缩输出波形为何不一样？答：因为滤波阶数不够，滤波效果不佳，没有把基波滤掉，从波形上可见，基波分量比三次谐波分量 还大。方波的基波/三次谐波分量比为1

19、/3,尚能对付，三角波为1/9,谐波分量太小了。幅度最大的值作为主瓣，幅度仅次于主瓣的作为副瓣，二者比值为主副瓣比。实验四动目标检测及相参积累一、实验目的1、了解动目标检测（MTD）及相参积累的工作原理。2、掌握动目标检测（MTD）及相参积累的性能测试方法。二、实验仪器示波器、万用表。三、实验原理动目标检测（MTD）是利用了动目标雷达回波信号的多普勒频率偏移，采用滤波器组在复杂的 雷达回波中检测出运动目标的多普勒频率，并以此来确定动目标的距离、速度和方位。其中，滤波 器组具有不同的中心频率，其实质是相当于对不同多普勒通道进行相参积累处理。当杂波功率谱C（f）和信号频谱S（f）已知时，最佳滤波器

20、的频率响应是：这一滤波器可分为两个级联的滤波器和，其传递函数分别为用于杂波抑制，而用于对雷达回波脉冲串信号匹配。MTI滤波器相当与，只能使其滤波特性的凹口对准杂波梳状谱的中心，且使二者宽度基本相同。对于相参脉冲串信号， 还可进一步表示为：即信号匹配滤波器为和两个滤波器级联。式中为单个脉冲的匹配滤波器，利用回波脉冲串的相位特性而进行相参积累，它是梳状形滤波器，齿的间隔为脉冲重复频率 ，齿的位置取决于回波信号的多普勒频移，而齿的宽度则应和回波谱线宽度相一致。要对回波相参脉冲串作匹配滤波，必须知道目标的多普勒频移以及天线扫描对脉冲串的调制情 况。实际情况中，多普勒频移不能预知，因此需要采用一组相邻且

21、部分重叠的滤波器组，覆盖整 个多普勒频率范围，如下图所示。图6.1动目标显示和多普勒滤波器组的特性我们可以看出MTI滤波无法抑制图中具有多普勒频移的气象杂波，但是MTD滤波完全抑制了气 象杂波对动目标回波的干扰，同时我们也可以初步确定动目标回波的多普勒频移范围。MTD滤波器具有N个输出的横向滤波器，经过各重复周期的不同加权并求和后，可实现N个 相邻的窄带滤波器组，原理结构框图如下所示。延迟Tr延迟Tr图6罗M!迟横向滤波器组结构延迟口、在不同距处理首先勺问题是输期的顺序勺，而MTD式和数据率的转换。U的存储及娄信号进行频域滤波，且所需处理的通常不是某一个或某一部分距离单元，而曰Q复序列按不同是

22、对同一距离单元的若干次扫掠内的用距离的全程。因此在I/Q采样与MTD滤波器之间必须要有政输入缓存器来完成序列的暂存与格式转换。它的工作 方式为正交存取方式。存入方向图6.3 MTD输入缓存器存储空间分布及写证对全程每个距离单元的滤波能在NTr （即相参处理存入顺序入/读出顺序间隔CPI）内完成，输入缓存的读出速率一1般可以比其写入速率快些。在实际实现中，一般需要两组结构相同的输入缓存电路乒乓交替 .读写方以保证在不丢失任何数据的前提下进行MTD流水存储电路，以分别同时缓存式滤波处理。且每一组均有两套结构相同的脉冲MTD取 图6.4出6.4时域FIR滤波器组实现的16和8）为16脉冲MTD特性曲

23、线，图4（b）为8脉冲MTD特性曲线。图中凹口宽度W1与总底部宽度W2之比定义为凹口相对宽度，它代表了抑制杂波的频谱宽度，越宽 则抑制杂波的频谱宽度越宽，杂波抑制性能越好，但盲速越严重，丢失运动目标的可能性越大，信 噪比损失越严重；反过来，MTD滤波器凹口相对宽度越窄则抑制杂波的频谱宽度越窄，杂波抑制性 能越差，盲速则相对不严重，丢失目标的可能性小，信噪比损失不严重。因此，MTD滤波器凹口相对宽度要折衷选择。滤波器系数实累加器图6.7时域单个FIR滤波器实现1时域单个fir 需要器系数虚样的则需要四、实验电路输入数据个这样的电路，8脉冲MTD16滤波器的结构如图6.7所示，16脉冲|MTD则需

24、电路累加器累加器10输出 I通道图6.9FPGA实验装置的原理框图D/ALPFOUT1本实验装置由I&Q正交信号产生器、对数电路、CPLD、控制电路、开关电路、两路D/A及低通 滤波器通道完成运算功能的FPGA组I 成!数I&Q 正交信号产或上述生器根据需要产生正交扫频信号或模拟静D/A LPFMTD 运算，在此采用FIR滤波器组；对数翻T2LPF止或运动目标，作为M、D的输入信号；FPGA则完电路则将线性输出结果转换成对数输出，便于观测细小的输出;D/A及低通滤波器将数字输出转换 成模拟信号；开关电路则根据需要选择合适的输出，便于观测；CPLD和控制电路则完成各种设置、OUT3地址发生、时序

25、产生等工作。五、实验内容及步骤电路MTD性能的测试方法非常复杂，一般通过测量MTD的滤波器特性来间接得到MTD性能。MTD滤波器副瓣电平测量计算方法（1）MTD线性输出16bit经过对数电路变为8bit。按照如下关系运算：M=52.9433logN式中，M： 8bit数据，N： 16bit数据。比如，当 N=65535 时，M=52.9433log65535=255； N=32768 时，M=52.9433log32768=239.（2）MTD滤波器副瓣电平计算（a）线性： 一式中，N1:16bit主峰数据，N2： 16bit副瓣数据。（b）对数：C（M1-M2）式中，M1： 8bit主峰数据

26、，M2:8bit副瓣数据，C为常数。下面给出C的数据：故 C=20/52.943=0.38（3）通过示波器测量副瓣电平8脉冲和16脉冲MTD实测对数特性曲线如图5、6所示，关键在于找到主峰和副瓣的幅度，如果示 波器测得D/A满幅度值为F，主峰值为M，副瓣值为S，则副瓣电平为：本实验装置D/A满幅度值为F=4V，则副瓣电平为24.2x（M-S）dB。凹口相对宽度为凹口宽度W1与总底部宽度W2之比：内容与步骤（1）实验装置的连接实验装置上的Q9座“OUT1”和“OUT2”分别连接到示波器的两个输入端“CH1 ”和“CH2”上； Q9座“OUT3”连接到示波器的外部触发输入端“Trigger”；插上

27、侧面220v电源线到插座上，打开 示波器电源和实验装置电源（电源开关在实验装置侧面）。（2）将“S1”地址开关设置为“11111111” , “S2”和“S3”设置为“00”和“ 10”，记录波 形、测试和计算数据，对应位置的发光二极管将点亮。（3）改变“S2”和“S3”为“00”和“00”，再记录波形、测试和计算数据。（4）改变“S2”和“S3”为“10”和“01”，再记录波形、测试和计算数据。（5）将 “S1” 地址开关分别设置为 “10111111 ”，“11011111”，“ 10011111”，“ 11101111 ”， “10101111”，“11001111”，“10001111

28、”，重复上述（2）（4）步骤，“S1”，“S2”和“S3”的功 能见表1.其中，测试MTS1D和FFT特性曲线，I&（ 功能）通道彳言号源米用S2扫频信专2 OI切测试MTD和T1输出 S3道信号源米用才11将测量计其拟动目标和静止目标， 第结果脉入叟td特性信号。曲线UUI通道i输出uu表21测试数据=。8脉冲MTD特性曲线1UQ 通苴输出1UQ通实11U11111凝图器像点数下16脉冲FFI 所示滤波器种类特性由1线U1副瓣电平（d线性输出U13）凹口相对宽人验前1 如1A111U111119.3751U1U11117 示 8 脉冲 FFT 4MT雅曲线L1 图 6.10 1118脉冲MT

29、D特性曲线-1172.616脉冲IMILFFT脉冲MTD输出图6.11 8脉冲FFT |输出_-13_寺性曲线U11UU111116脉冲辟!6.12 16 脉冲 MTD输出图6.13 16脉冲FFT特性曲线特性曲线53.24:六1思!题|FFT8脉冲FF输出-13U表1按键“S1”、“S2”和“S3”的功能FFT的输出，I&Q通1.为什么FFT等效于脉冲相参积累？答：FFT和IFFT的信号处理是在频域里对信号处理的。具有N个输出的横向滤波器（N个重复周期 和N-1根延迟线)，经过各重复周期的不同加权并求和后，实现N个相邻的窄带滤波器组。全部滤 波器响应覆盖了从零到 的频率范围，输入信号经延迟排

30、列等待；当信号全部输入完毕才同时输出， 这样相参的信号幅度叠加输出为最大值，不相参信号则幅度相减。通过该滤波器后，它将N个相参 脉冲积累，使信噪比提高N倍。这就是FFT等效于相参积累的原因。为什么要加权，如何选择窗函数？答：加权是为了抑制旁瓣，即把旁瓣电平降低，使得弱回波目标能够检测出来FFT滤波器组各个 滤波器的旁瓣较高，止带衰减小，对数据进行加窗处理降低旁瓣电平，但压低副瓣的同时加宽了主 瓣并引起了失配损失，目前常用的窗函数主要有汉宁窗、海明窗、布莱克曼窗、泰勒窗、切比雪夫 窗等。一要求窄的主瓣和低的副瓣是矛盾的，折衷考虑，海明窗的综合性能最佳，但具体使用哪个 窗函数则要视具体情况而定。F

31、FT+MTI方法实现MTD与FIR滤波器组实现MTD有何区别？答：FFT滤波器组在零频附近没有足够的凹陷，因而无法很好地抑制地物杂波，可以在FFT滤波器 组之前加上MTI处理先抑制地物杂波来改善检测性能。其运算量少，速度快。FIR横向滤波器形式可以灵活设计每个滤波器的权系数，使其幅度频率响应都在零频附近有较 深的凹陷，用于抑制地杂波。具有灵活性高、运算控制简单、可根据杂波设计自适应和杂波抑制能 力强等优点，并随着大规模集成电路和高速数字信号处理技术的飞速发展，目前FIR滤波器组的实 现已不成问题。所以，目前MTD滤波器组常采用有限脉冲响应(FIR)滤波器组来实现。FFT是在频域对信号处理的，输

32、出为延迟波形；而FIR是在时域对信号处理，输出是实时波形。七、实验分析本实验是基于硬件的动目标检测电路，MTD滤波器具有N个输出的横向滤波器，经过各重复周 期的不同加权并求和后，可实现N个相邻的窄带滤波器组。同理，也可以用快速傅里叶变换FFT 算法实现滤波器组，运算简单方便。本实验分别运用8脉冲和16脉冲的FIR时域滤波器组，实现 雷达动目标多普勒频移的检测。根据实验结果，我们可以看出MTD滤波器，8脉冲的副瓣电平要比 16脉冲的高，凹口相对宽度要低。它代表了抑制杂波的频谱宽度，越宽则抑制杂波的频谱宽度越 宽，杂波抑制性能越好，但盲速越严重，丢失运动目标的可能性越大，信噪比损失越严重。由此可

33、见，16脉冲MTD滤波器杂波抑制性能更好，但是它的信噪比损失也更严重。所以，滤波器的凹口 相对宽度要折衷选择。在FFT特性曲线上就可以看出有多少个脉冲。实验五线性调频脉冲压缩一、实验目的1、了解线性调频脉冲压缩的工作原理。2、了解线性调频脉冲信号加权处理的工作原理。3、掌握脉冲压缩信号的“压缩比”和“主副瓣比”的测量方法。二、实验仪器示波器、万用表三、实验原理线性调频矩形脉冲信号的复数表达方式为：其中u（t）为信号复包络：式中T为脉冲宽度，信号的瞬时频率可写成：瞬时频率f（t）与时间成线性关系，因此成为线性调频信号。其中k=B/T称为调频斜率，B为调频 带宽，即信号带宽。线性调频信号的脉冲压缩

34、式通过匹配滤波器得到的，如果输入信号的频率特性为：那么匹配滤波器的频率特性应满足下式：若令：K 二.址/2兀/ A则可得：上式中压缩滤波器的群延迟特性（频率-延时特性）为：t是与滤波器物理实现有关的一个附加延时： d可得线性调频脉冲压缩滤波器的输出信号：实际情况下取实信号表示为：当输入信号有E的多普勒频率时，匹配滤波器的输出表达式为：上式说明当&=0时，输出脉冲具有sinc函数性型包络，-3dB主瓣宽度为1/B第一副瓣高度约为 -13.2dB，其它副瓣随其离主瓣的间隔x按1/x的规律衰减，副瓣零点间隔为1/B，如果输入脉冲 信号幅度为1，且匹配滤波器在通带内传输系数为1，则输出脉冲幅度为寸泰二

35、而二据，D=BT 表示输入脉冲和输出脉冲的宽带比，称为压缩比，当&。0时，sinc函数包络将产生位移，引起测 距误差，同时主峰脉冲宽度将下降。线性调频信号时频域波形线性调频信号实部和虚部时域波形如图1所示，线性调频信号通过匹配滤波器的输出信号，其第一副瓣电平（最大副瓣的高度根 据主瓣幅度归一化后）约为-13.2dB，副瓣会影响对邻近弱目标的检测，为了降低过高的距离副瓣 需要对用适当的窗函数对信号频谱进行加权。最常用的方法是对匹配滤波器的权值进行进行频域或时域进行窗函数加权，常用的窗函数有 hamming窗、Taylor窗等。对线性调频信号，也可以进行时域加窗，时域加权和频域加权的结果是 大致等

36、效的。如果采用了窗函数加权，副瓣电平将大大降低，但同时加权引起的失配会使主瓣展宽 和产生一定的信噪比损失。上式给出了某些常用的窗函数的统一表示，其中B表示信号宽带，上式中，当k=0.08, n=2时， 是hamming窗；当k=0.5，n=4时，是hanning窗；当k=0，n=4时，是余弦四次方窗，峰值副瓣电 平理论值分别为-43dB，-32dB和-47dB。如：加hamming窗时，可使第一副瓣降至-43dB，带来的 是信噪比损失-1.34dB，-3dB主瓣展宽1.47倍。图2、3所示为带宽2MHz，时宽10us，载频（中 心频率）10MHz的线性调频脉冲信号的脉冲压缩和加权处理结果。四、

37、实验电路实验电路同“动目标检测及相参积累”实验。五、实验内容及步骤实验内容观看实验脉压装置一一数字信号处理系统的组成。观察各组成部分的输入、输出波形。用示波器测量“脉冲压缩比”和“主副瓣比”。观察并测量脉压输出的主峰宽度。主副瓣比测量如图4所示用示波器测量主峰的幅度，然后根据下式计算主副瓣比：式中，V1为主峰的幅度，V2为副瓣的幅度。对数脉冲压缩输出的主副瓣比测量方法同“动目标检测及相参测量积累”实验。压缩比及主峰宽度测量用示波器测出压缩前后二者脉宽即可计算，如图4所示，压缩脉宽以主峰值半功率点处宽度七为 准，注：用示波器测信号幅值和时宽时，Y、X轴的“校正”旋钮一定要放对，否则读出数值是不 对的，但在测量的是比值所以可以不经校正。实验步骤实验装置的连接实验装置上的Q9座“OUT1 ”和“OUT2”分别连接到示波器的两个输入端“CH1”和“CH2”上； Q9座“OUT3”连接到示波器的外部触发输入端“Trigger”；插上侧面220V电源线到插座上，打开 示波器电源和实验装置电源（电源开关在实验装置侧面）。将“S1”地址开关设置为“01111111”，“S2 ”和“ S3 ”设置为“00 ”和“ 10”，记录波形