小功率电力电子器件的具体应用和技术开发

1、小功率电力电子器件的具体应用和技术开发6.1.1 小功率白炽灯调光电路小功率白炽灯调光电路通常采用由普通晶闸管、双向晶闸管和触发二极管组成的交流调压电路，电路的负载一般为普通的白炽灯。 调光电路的工作原理可以通过图6-1（a）分析说明。 图6-1a双向晶闸管小功率白炽灯调光电路 6.1.2 固态交流开关固态交流开关是一种无触点通断组件，一般采用双向晶闸管作为负载电流控制开关。根据控制容量的不同，也将其称为固态继电器（Solid State Relay， 简称SSR）和固态接触器(Solid State Contactor， 简称SSC)。 固态交流开关分为非零压型开关和零压型开关， 典型电路分

2、别如图6-2、图6-3所示。 图6-2 非零压型开关 图6-3所示的零压固态交流开关中，当控制输入电压VIN大于一定幅值后，4N25中的光敏三极管导通，迫使V1截止，从而由R5提供触发电流，有可能使普通晶闸管VT1导通。但是，VT1的导通还取决于V2是否截止。V2的截止由R3、R4的分压决定，适当选择R3、R4的阻值，使V2在交流电压波形接近于过零点时截止， 其余时刻导通，即可保证VT1、VT2在交流电压过零点触发，构成零压固态交流开关。 图6-3 零压型开关 6.1.3 小功率电力电子器件的技术开发 两线制小功率晶闸管电子开关已广泛应用于各种照明装置的控制。这种电路的特点是采用阻容降压形式为

3、触发电路供电。 因此，为保证控制电路的正常工作，无论电子开关是否导通， 阻容元件上都将存在着功耗，特别是对于大容量电子开关，这一缺点显得尤为突出。 图6-4给出了一种两线制节能电子开关，其特点是利用双向晶闸管VT1的漏电流、关断状态指示电路及双向晶闸管多象限触发的特点实现微功耗供电，以求在提供最大的触发功率的前提下保持最小的静态功耗。 图6-4 两线制节能电子开关 两线制节能电子开关的核心是双向晶闸管VT1，利用VT1的导通、关断可以实现对负载的开关控制，而VT1的触发能量则是由蓄能电容提供的。电路工作原理可以描述为：当节能电子开关关断时，通过指示电路R1、LED及VT1的漏电流向蓄能电容C1

4、充电，此时，如果控制电路输出触发信号，则控制三极管V1导通，蓄能电容C1将通过VT1的触发PN结、限流电阻R2和控制三极管V1形成放电回路。如果C1上积蓄的能量足够大，能够维持电流的流通时间大于VT1的触发开通时间，则可保证VT1的可靠触发。一旦电子开关导通后，C1的充电将由主回路电流直接提供，其供电能力将不受限制。另外，并联在C1两端的稳压二极管V3主要用于限压，同时V3两端的电压也可用于向控制电路提供工作电源V+。电路中的二极管VD1、VD2相对C1起单向充电作用， 而对于主回路则可保证交流导通。 图6-5 两线制功率扩展电子节能开关 6.2 电力电子器件的综合应用 图6-6 中频感应加热

5、电源主回路原理简图 6.2.1 整流触发工作原理 在中频感应加热电源中通常使用数字式整流触发电路。 其结构特点是将计数器电路的计数脉冲溢出作为触发信号， 而触发信号的相移则是由改变计数脉冲的频率来完成的。数字式整流触发电路的基本工作原理如图6-7所示。 图6-7 整流触发电路原理框图 1. 同步信号产生电路 同步信号产生电路如图6-8所示，该电路由同步过零检测和逻辑输出电路两部分组成。其中同步过零检测电路以隔离光耦O1O6为核心配合相间限流电阻和平衡电容组成；逻辑输出电路主要包括或非门IC2BIC2D、IC7BIC7D、IC11BIC11D。 图6-8 同步信号产生电路 同步信号产生电路的工作

6、原理为： 当两相输入电压相等时，有两个光耦的发光二极管同时截止，检测出过零信号。在过零信号的作用期间，对应两只光耦的输出三极管截止，并从集电极输出高电平。高电平信号被送入逻辑输出电路，分别经过输入端并联的“或非门”IC2C、IC2D、IC7C、IC7D、IC11C、C11D输出低电平信号，每两路低电平信号同时加在下一级“或非门”的输入端，迫使其输出为高电平。由于过零点只能够持续短暂的时间，因此本级输出实际为正向脉冲，利用这一正向脉冲可以作为脉冲发生计数器的复位信号，即脉冲计数的起点。另外，当两相输入电压之间存在电压差时，两相间反向并接的光耦发光二极管中有一只导通，对应光耦的输出三极管输出低电平

7、。此低电平经过下一级输入端并联的“或非门”IC2B、IC7B、IC11B，以高电平的形式输出，作为通道允许开放信号， 用于脉冲通道选择控制。 2. 脉冲发生计数器电路 脉冲发生计数器电路如图6-9所示，电路由可编程计数器IC3、IC8、IC12组成。 图6-9 脉冲发生计数器电路图中，输入信号来自V/F电路，为频率可变的脉冲信号。 该信号作为可编程计数脉冲，经由IN1端加入可编程计数器。 起始计数控制信号来自同步信号产生电路输出端“或非门”送来的复位脉冲，有效计数延时起始于复位脉冲之后，并在计数溢出后输出整流晶闸管的导通角控制信号。图中的可编程计数器选用CD4536芯片， 计数溢出设置由芯片的

8、A、B、C、D及8 BYP引脚的高低电平组合实现，设定方法参见表 6-1。按照参考电路附图A中的接线方式可以看出，DCBA对应的高低电平组合为“1000”，其分频链译码级数为9，即在二进制数的第9位溢出， 或理解为计满256个脉冲后溢出。另外，在设计中考虑到装置出现故障时应能够及时切断触发脉冲进行保护，控制电路将所有故障汇总形成故障关断信号加在各路可编程计数器的OINH端， 用于故障时切断输出。 表 6-1 CD4536译码输出选择表 3. 脉冲通道选择及整形放大电路 图6-10给出了两路脉冲通道选择及整形电路，完整的电路共有6路（参见电路附图）。其中脉冲通道选择部分由NE556时基电路IC1

9、A、IC1B、IC6A、IC6B、IC10A、IC10B及“或非门”电路IC2A、IC7A、IC11A组成；脉冲整形放大电路由驱动三极管V1V6及脉冲触发变压器T1T6组成，考虑到适应不同的触发功率，采用了大功率驱动三极管，型号为TIP41C。 图6-10 两路脉冲通道选择及整形放大电路 图6-11 整形放大电路输出触发信号波形 4. V/F压频转换电路 在中频感应加热装置中，整流输出电压的大小是通过调节装置面板上的调功电位器完成的，调功电位器中心活动端的电压分压值的变化对应整流桥路中晶闸管的不同导通相位角的改变。在数字式整流触发电路中，改变导通相角的方法是改变进入脉冲计数器的信号频率。因此，

10、在输入调节电压和脉冲计数器之间必须进行信号形式转换，这一转换过程由V/F压频转换电路完成。压频转换电路有多种形式，在电路附图中使用的是一种以1/2 NE556时基电路、PNP三极管及附属元件共同组成的压控振荡器电路。 其电路原理如图6-12 所示。 图6-12 V/F压频转换电路 6.2.2 逆变控制电路工作原理 逆变控制电路原理图如图6-13所示。电路由CD4046锁相环IC23、LM324四运算放大器IC19AIC19D、LM339四比较器IC22B IC22D、CD4066四模拟开关IC21A、IC21B、IC21D等元件组成。 图6-13 逆变控制电路原理图 逆变控制电路的功能相当于一

11、个扫频信号发生器电路， 当扫频信号与逆变谐振槽路（参见图6-6LC谐振回路）的振荡频率一致时， 实现信号相位的同步锁定，达到跟踪谐振槽路频率变化的目的。其工作原理可概括如下： 逆变控制电路的核心是锁相环电路CD4046，其内部结构如图6-14所示，主要由相位比较器、相位比较器、压控振荡器VCO及源极跟随器组成。在逆变控制电路中，利用其中的压控振荡器作为扫频信号发生源，相位比较器用于中频电压反馈信号和扫频信号之间的锁相比较。 图6-14 CD4046锁相环芯片内部结构 1. 扫频电压发生部分 扫频电压的发生起始于由运放IC19C与C59、RW6及D68组成的积分电路。由于运放IC19C的反相端连

12、接在电位器RW6的活动端， 当控制电路的电源接通时，首先，RW6的活动端会出现一个大于零的分压，相当于在积分电路的输入端加入一个电压阶跃信号， 其输出电压由高向低按照积分规律变化。其中，在开关二极管D68的阳极端电位高于阴极端电位期间，经D68输出一个正向脉冲信号，脉冲高电平的持续时间由积分电路的积分时间常数决定。 扫频电压发生部分的核心电路由运放IC19B与R118、R119、R122、R123及C53等元件组成，其功能相当于一个扫频电压发生器， 具有比例积分（PI）的输出特性。电路在运放IC19C输出高电平脉冲的作用下，输出端也会产生一个先高后低按积分规律变化的电压。与前述电路不同的是，由

13、于C53容量较大，电压下降速率较缓且线性较好，下降电压持续时间在输入高电平脉冲下跳沿结束。同时，由于输入信号反极性变化，IC19B的输出端电压极性也会出现反转升高，导致运放IC19C同相输入端电位上升， 结束一次扫频。扫频电压发生电路的输出加在IC23锁相环芯片的9脚VCOIN端，按照电压由高向低线性变化的趋势，IC23的4脚VOUT端将会输出由高向低变化的频率信号。 2. 频率锁定部分 频率锁定电路包括IC23锁相环芯片，模拟切换开关IC21A、 IC21B、IC21D，比较器IC22BIC22D，中频变压器T7及相关元件。 当IC23锁相环芯片的4脚VOUT端输出的扫频信号触发逆变桥路晶闸

14、管时，中频负载谐振槽路便会得到交变信号，该信号如果与槽路固有谐振频率一致，将会产生谐振而获得最大电压振幅。 中频谐振槽路产生的交变电压可以通过中频降压变压器T7的原边感应到副边，感应信号经二极管VD101、VD102限幅，和电阻R138、电容C72、C74滤波后送入比较器IC22B的输入端。比较器IC22B的输出即为锁相环芯片IC23的14脚AIN端的反馈输入信号， 一旦得到反馈信号，锁相环便跟踪进入锁定状态，其内部相位比较器在2脚PCI端产生输出电压。该输出电压使得模拟开关IC21A、IC21B、IC21D产生状态切换，进入自动闭环相位调节状态。 同时，扫频工作终止。上述转换的结果是：锁相环

15、内部压控振荡器VCO的振荡频率与反馈信号锁定，并在相位上稍有超前， 从而使中频振荡频率趋于稳定。 3. 启动检测部分 启动检测部分包括启动成功检测电路和启动失败检测电路。 启动成功检测电路由运放IC19A、电阻R121、R117、R116及启动指示发光二极管DPP等元件组成，当频率锁定成功后，模拟开关IC21A、IC21B导通和IC21D截止，IC19A反相输入端的电位降低，输出电位升高。启动成功的标志是启动指示发光二极管DPP停止发光，并从R117、R116的分压点输出约为2/3VCC的高电平，该高电位作为允许给定功率调节的控制信号。启动失败检测电路由运放IC19D、电阻R124、R115及

16、电源指示发光二极管Dpw等元件组成。其中电源指示发光二极管Dpw也是扫频输出电路IC19B和启动成功检测电路IC19A偏置电路的一部分，它为IC19D的同相输入端提供约1.5 V左右的参考电位， 同时也兼有电源指示的作用。当扫频锁相失败，即扫频电压由高向低变化最终无法检测到中频反馈信号时，IC19D的反相输入端的电位将会降至低于同相输入端的电位，此时IC19D输出变高, 形成启动失败信号，该信号通过运放IC9A的控制来禁止给定功率调节的控制信号输入。 4. 自动重复启动电路 在扫描电路的控制下，若一次启动不成功，则锁相扫频电路会进行自动重复启动，再由最高频率向下重新扫描，直至启动成功为止。 重

17、复启动的周期约为0.5 s左右，完成一次启动到满功率运行的时间不超过1 s。自动重复启动电路如图6-15所示，由时基电路IC9A，二极管VD40、VD41，电容C24、C22、C43及R42组成。其中，时基电路是这部分的核心， 仍采用NE556芯片。 该电路的工作原理如下： 通常情况下，即没有出现启动失败时，IC9A的Q端高为电平， 通过二极管VD41、电容C22得以充电， 其左端电位升高，最终由二极管VD40限制在接近于VCC的电压内。由于C22左端直接与IC9A的TR脚相连，显然TR脚的电位将高于1/3的VCC。在上述条件下，如果出现来自IC19D的启动失败信号， 信号就会送到IC9A的T

18、HR端，使得时基电路触发反转，造成IC9A的DIS端导通，Q输出低电平。上述状态的结果是，使给定功率调节信号短路，无法继续启动，同时Q端输出低电平，C22通过R42放电，直至IC9A的TR端低于1/3的VCC后， 返回时基电路的原始状态，才允许再次配合扫频启动。 图6-15 自动重复启动电路 6.2.3 闭环控制调节器工作原理 1. 电压闭环调节部分 电压闭环调节部分位于双闭环调节系统的外环，包括比例积分调节器、输出信号钳位限幅电路、电压闭环自动投入电路以及电压开环测试开关DIP-3。其中，电压调节器的电路原理如图6-16所示。 图6-16 中频电压调节器 1） 比例积分调节器 比例积分调节器

19、是这部分电路的核心，电路由IC13A1/4四运算放大器LM324，二极管D45，电阻R37、R52、R61、R62、R135， 电容C32、C37、C38及拨动开关DIP-3等元件组成。其中， 来自调功电位器的信号经电阻R61、R60分压后加在运放IC13A的同相输入端， 作为给定参考电位。中频电压反馈信号（取至电路附图中W1）经电阻R37、R52加在运放IC13A的反相输入端，作为反馈检测信号。并接在两输入端的电容C32、C37与R37、R61组合起着退耦或滤波作用，二极管VD45可以用于对中频反馈信号进行限幅钳位。 如果不考虑信号的输入内阻，则电路中PI调节特性的比例常数、 积分常数主要由

20、电阻R37、R52、R62及电容C38决定。电压调节器的输出电路由电阻R56、R57、R58、R84，电容C33和二极管VD46组成。其中R56是负载电阻，取自R56上的调节输出电压经电阻R57、R58、电容C33及二极管VD46组成耦合电路与电流调节器相接， 经电阻R84去阻抗调节器。 2） 电压闭环自动投入电路 针对不同幅值的中频电压反馈信号，电压调节器的处理形式有所不同，为此专门设置了电压闭环自动投入电路。电路可以根据中频电压反馈信号的大小进行自动切换，对应小信号时电压调节部分主要呈现比例放大作用，只有在正常运行时才将比例积分作用接入。闭环自动投入电路由1/4四运算放大器IC13C、1/

21、4四模拟开关IC21C、发光二极管Dvl、电阻R53、R54、R55、 R139等元件组成，电路接成比较器形式。在电路中，IC13C的同相端接R55、R139的分压，用作比较参考电压，R54为正反馈电阻，当IC13C的反相端为小信号， 即低于同相端电位时，IC13C输出为高，模拟开关IC21C导通，积分电容C38被短路；反之，模拟开关IC21C断开，积分电容C38被接入。上述动作完成了电压调节器由比例特性向比例积分特性转换的过程，调节器的转换状态由发光二极管Dvl进行指示。 3） 速率限定及允许投入电路 输出信号钳位限幅电路用于限制手动给定信号的上升速度， 当调节上升过快时限制比例积分调节器的

22、输出电压，从而使整流输出电压也受到限制。除此功能之外，信号钳位限幅电路还可以接受中频电路重复启动电路的控制，在扫频工作期间保证可靠的零压启动。输出信号钳位限幅电路由IC13D1/4四运算放大器LM324、二极管VD47等元件组成。其中同相输入端与比例积分调节器的输出连接，当比例积分调节器的差动输入信号过大时电路翻转， 二极管VD47导通， 拉低给定信号。 4） 故障及重复启动控制端 根据中频电源保护的需要，电压调节器的给定输入端和调节输出端还设置了保护措施。其控制方法是：在中频电源未启动成功或正在准备启动的过程中封锁给定输入，不允许功率调节上升；在中频电源系统出现各种故障保护时，封锁电压调节器

23、的输出和下一级电流调节器的输入，从而禁止电流调节器输出， 最终封锁整流触发脉冲。 2. 电流闭环调节部分 双闭环控制的内环采用电流PI 调节器，用于进行电流闭环自动调节，电路原理参见图6-17。 闭环电流反馈信号取自串接在三相主回路中的交流互感器（为简化电路，图6-17中未画出）。交流互感器信号经二极管三相整流桥整流后分为三路， 分别作为电流调节器的反馈信号、阻抗调节器的反馈信号和电流保护信号。 图6-17 电流调节器原理图 3. 阻抗闭环调节部分阻抗调节器原理如图6-18所示。该电路同样采用运放构成的PI调节器，输入信号仍是反馈电流与电压调节器给定信号叠加后的差值，两者的不同之处在于，阻抗调

24、节器用于调节逆变桥的引前角，间接达到恒功率输出或提高功率因数。阻抗调节器由以IC17C为核心组成，电路中电阻R82、电容C47决定积分时间常数， 电阻R88、R95决定运放的直流工作点，R86为负载电阻。 阻抗调节器在电路正常运行中可能处于两种状态。一种是在中频电压上升较慢而反馈电流上升较快时，阻抗调节器的给定值小于反馈值，阻抗调节器输出为高电平，二极管VD54截止，电路工作于限幅状态， 并且对应为最小逆变角。 此时，可以认为阻抗调节器不起作用，系统完全是一个标准的电压、电流双闭环系统。另一种情况是，在中频电压已达到最大值，电流调节器开始限幅而不再起作用，电压调节器输出增加不能引起反馈电流的变

25、化时，则对于阻抗调节器而言， 相当于反馈电流信号值比给定信号值小。此时，阻抗调节器退出限幅进入调节状态，随即逆变角得到调节，中频输出电压升高，反馈电流也随之产生变化，最终达到新的平衡。在这种情况下，只有电压调节器与阻抗调节器工作，使得逆变桥能够在某一逆变角下稳定地运行。 图6-18 阻抗调节器原理图 4. 最小引前角调节电路 图6-19是最小引前角调节电路，电路由运放IC17D，二极管VD69、VD78，电阻R88、R95、R98、R99及电位器RW5等元件构成。 电路中IC17D工作于比较器形式，与二极管VD78配合，其作用相当于一个电子开关。 当调功电位器输出的给定信号大于R88、 R95

26、分压值时，IC17D输出高电平，VD78截止，最小引前角调节器投入使用。另外，对应阻抗调节器电路及相关部分可以看出， 无论改变RW5或RW3对引前角进行调节，实质都是改变扫频电压发生部分的核心电路IC19B反相端的输入电位（参考电路附图）。 当最小引前角调节电路起作用时，调整RW5可以使IC19B反相端输入的电位升高，经IC19B反相后对应于压控频率的降低， 即逆变引前角的减小。反之，RW3的调整决定了逆变引前角的增大。 图6-19 最小引前角调节电路原理图 6.2.4 保护电路工作原理1） 交流进线缺相保护缺相保护电路用于检测A、B、C三相进线供电是否正常， 如发现有一相电压不能正常供电时，

27、驱动继电器JR跳闸保护， 并点亮缺相指示发光二极管予以指示。交流缺相保护电路由IC14AIC14D四运放LM324、IC16B1/2时基电路NE556，缺相指示发光二极管，二极管VD48VD50、VD52，电阻R70R72、R78，电容C41、C45等元件组成，参见图6-20。 图6-20 缺相保护电路 2） 整流输出过流保护过流保护电路用于检测输出电流是否超出极限，其电路原理参见图6-21。当遇到负载过重或逆变失败等原因造成过流时， 过流保护电路及时启动继电器JR，产生跳闸保护。 图6-21 过流保护电路 3） 中频输出过压保护 在中频电压出现异常或超限时，必须考虑对中频逆变回路中的晶闸管功

28、率元件实施保护。考虑到逆变回路的负载为电感线圈或补偿电容，正常运行时有能量积蓄，如简单采用切断电源的方法能量将得不到释放。因此，需要采用高频触发措施， 通过多次短暂通断，以达到逐步释放能量的目的。图6-22为中频输出过压保护电路原理图。 图6-22 中频输出过压保护电路 4） 冷却水故障保护 在大功率中频电源装置中，整流、逆变功率元件大多采用水冷形式。当发生冷却水故障时必须停机，以避免功率器件过热损坏。水故障的检测包括水流、水压两个参数。通常，比较简单的方法是利用水压继电器的开关特性检测冷却水的水压是否低于某一设定压力值，以此确定水压故障。 水压故障保护电路如图6-23所示，电路由IC9B1/

29、2时基电路NE556、V7三极管、水压正常指示发光二极管Dlp、水压故障指示二极管Dwt、二极管VD38、稳压二极管V104等元件组成。水压检测信号来自水压继电器的常开控制触点，水压正常时触点断开， V7导通，IC9B的THR、TR端为低电位，对应Q端为高电位；DIS端截止，相当于对地断开， 对控制电路无任何影响；当发生水压降低故障时，水压继电器控制触点闭合， V7由于基极电位被拉低而截止，对应V7集电极输出端（即IC9B的THR、TR端）电位随C22充电上升，接近VCC。与此同时，Q端变低，Dlp发光，表示水压过低。同样，以上过程也会使DIS端对地导通，最终带动保护继电器JR动作。在图6-2

30、3中R38、R40、R41是V7的偏置电路， 考虑到水压继电器触点闭合，Dwt导通时其阳极端电压仍有1.5 V左右，所以R41、R38的分压就显得非常重要。此时，V7的基极电位应确保低于0.7 V，以保证V7可靠截止。另外，电路中的电容C21、C22主要起着抗干扰和防止电路误动作的作用。 图6-23 冷却水故障保护电路 6.3 新型电力电子器件设计开发简介 1) 电流型高压变频器 电流型高压变频器技术已相当成熟，可在四象限范围内运行。由于采用了大平波电抗器和快速电流调节器，因此其特点是比较容易实现过保护。但是，使用在高压工作条件下各功率器件的串联连接存在均压问题，此外还存在着输入、输出谐波成分

31、大等问题，使其应用受到一定的限制。电流型高压变频器的种类较多，目前主要采用串联二极管式、输出滤波器换向式、 负载换向式和GTOPWM式等。 2) 三电平电压型变频器 在PWM电压型变频器中，当输出电压较高时，为避免串联器件的动态均压问题，同时考虑到降低输出谐波和du/dt, 逆变器电路部分可以采用三电平方式，即在零电平和最大输出电平之间增加过渡电平，其值为最大输出的1/2，这种方式也称为中点钳位方式（NeutralPoint Clamped， NPC）。三电平可以扩展到多电平，构成多电平电路，其原理与三电平大同小异， 由于输出电压的台阶数更多， 因此输出电压波形更好。 3) 单元串联多电平电压

32、型变频器单元串联多电平变频器采用若干个低压PWM变频功率单元串联的方式实现直接高压输出。该方案由美国罗宾康公司提出， 取名完美无谐波变频器。 这种变频器的另一优点是对功率输出器件要求较低，容易可靠地实现高压输出。 不同拓扑结构的高压变频器适用于不同的应用场合。如： 对于风机、水泵等不要求四象限运行的负载设备，单元串联多电平变频器在输入输出谐波、转换效率及输入功率因数等方面有着明显的优势，应用前景广阔；而对于轧机、卷扬机等要求四象限运行及较高动态性能的场合，应用双PWM结构的三电平变频器则比较合适。 6.3.1 单元串联多电平高压大功率变频器的结构图6-24给出了一种6 kV电压叠加串联多电平变

33、频器示意图。 这种方式的特点是，输出的高电压波形是通过若干功率单元的输出串联后叠加获得的，其主要特点在于每个功率单元不必承受高压， 可以选用低压等级的功率器件。 图6-25给出了采用IGBT器件组成的功率单元主回路结构， 所有功率单元的供电都来自移相变压器的二次绕组。而且，移相变压器对应每个功率单元都有一个独立的二次绕组，并保持绕组相互间的电气绝缘。变频装置的总输出取自相邻单元串联叠加后获得的电压。为功率单元供电所使用的移相变压器是一种带有多个二次绕组的降压变压器，在二次侧电网电压经过多重化移相处理，各绕组的输出电压都存在一定的相位差。这种做法的目的是增加整流输出波头，提高脉动频率，减小谐波分

34、量。从功率单元结构上看， 变频电路仍属于三相输入、单相输出的交-直-交PWM电压型逆变器的结构。另外，从单元串联的方式可以看出，单元的电压等级和串联数量决定高压变频器的输出电压，单元的允许电流决定了变频器的输出电流。由于不是传统意义上的单电源多器件直接串联方式，而是采用多电源分段供电，按段输出串联，因此不存在器件串联引起的均压问题。 图6-24 6 kV电压叠加示意图 图6-25 功率单元主电路 完整形式的串联高压变频器主电路如图6-26所示。图中主要给出了移相变压器的结构、功率单元电路的供电形式及负载电机的接线连接。 图6-26 单元串联高压变频器主电路 6.3.2 高压大功率变频器的组成

35、本节涉及的6 kV电压叠加串联多电平高压大功率变频器的电气控制部分，主要由三部分组成， 即中心控制板、 脉冲扩展板和功率单元组件。具体结构框图参见图6-27。其中，中心控制板与脉冲扩展板之间采用并行地址、数据总线形式进行数据交换，而在脉冲扩展板与三相共18个功率单元之间则采用光纤形式发送驱动信号和接受故障信息。采用光纤传送的优点是， 可以实现高压大功率强电部分与弱电控制部分的电气隔离。 图6-27 高压大功率变频器组成框图 1. 中心控制板 中心控制板是变频装置的控制核心，采用DSP进行数据处理，DSP选用TI公司的TMS320C32带浮点运算芯片。它主要完成的功能包括： 通过程序运算产生符合

36、多级叠加正弦要求的PWM算法，实现正弦波形的频率调节，按照电机的启、停等运行规律发出指令， 综合和处理各种故障，对系统进行自诊断及数据通信等功能。 中心控制板的功能框图如图6-28所示。 图6-28 中心控制板框图 2. 脉冲扩展板脉冲扩展板以13块可编程逻辑器件CPLD为核心， 基本框图如图6-29所示。 （1） 脉冲扩展板和中心控制板接口，根据DSP实时计算的SPWM脉宽，按照采样周期分时生成三相共18个功率单元的SPWM波形；并通过电光转换器将电脉冲信号通过光纤发送给光纤接口板。 （2） 根据系统的要求实现故障切除控制、顺序扫描控制、 触发单元选择、串联组数选择等。因此，脉冲扩展板可满足

37、每相中六个功率单元串联叠加的需要。 （3） 接收由18个功率单元送来的串行故障信息，对串行故障信息进行解码，并根据需要将故障信息发送给中心控制板的DSP芯片进行处理， 或直接屏蔽故障信息。 图6-29 脉冲扩展板基本框图 3. 功率单元功率单元的电路结构如图6-30所示，其主电路拓扑结构与图6-25一致，在功率单元中，除主回路外，功率单元还包括电压变换单元、开关电源、检测板、光纤接口板及驱动板等几部分。 电压变换单元主要完成以下功能： （1） 将进线电压580 VAC（分别来自移相变压器不同的二次绕组）变换为220 VAC，为单元内部开关电源供电； （2） 将三相580 VAC电压变为三相四线的220 VAC， 供检测板作为缺相检测； （3） 对三相整流电路的输出