通信电子线路课件：高频第一章

1、第一章 正弦波振荡器Sinewave Oscillator3.1 反馈振荡器工作原理3.2 LC正弦波振荡器3.3 LC振荡器的频率稳定度3.4 晶体振荡器3.5 RC正弦波振荡器3.6 负阻正弦波振荡器3.7 寄生振荡、间歇振荡和频率占据3.1 反馈振荡器工作原理一、作用振荡信号源 振荡频率的准确性和稳定性最为主要 振荡幅度的稳定度也很重要正弦交变能源二、分类一类是利用正反馈原理构成的反馈振荡器，它是目前应用最广的一类振荡器。另一类是负阻振荡器，它是将负阻器件直接接到谐振回路中，利用负阻器件的负电阻效应去抵消回路中的损耗，从而产生出等幅的自由振荡。这类振荡器主要工作在微波频段。 三、反馈振荡

2、器工作原理1组成 2.平衡和起振条件A 平衡条件A(j)=Vo/Vi K(j)=Vf/Vo环路增益T(j)= Vf/Vi=A(j)K(j)对某一频率osc，当Vf与Vi同相又等幅时，T(josc)=1，则环路闭合时，主网络将输出该频率的正弦波电压Vo 这时振荡建立。此为平衡条件，包括振幅和相位两个方面。振幅平衡条件 T(osc)=1 相位平衡条件 T(osc)=2n n=0,1,2, (要注意同名端）B 起振条件接通电源，宽频扰动，当osco并且反馈到输入端信号同相，振荡则由小到大建立起来，起振条件是：VfVi 或者T(osc)1 振幅起振条件T(osc)=2n n=0,1,2, 相位起振条件

3、总之，作为反馈振荡器，既要满足起振条件，又要满足平衡条件。C.振荡过程描述为此，电源接通后，环路增益的模值T(osc)必须具有随振荡电压振幅Vi增大而下降的特性，如图312所示。而环路增益的相角T(osc)则必须维持在2n 上(严格说来，振荡电压由小到大的建立过程中，由于管子特性的非线性，振荡频率是有变化的。不过，这种变化很小，可忽略)。这样，起振时， T(osc)1，Vi迅速增长，而后T(osc)下降， Vi 的增长速度变慢，直到了T(osc)=1时， Vi 停止增大振荡器进入平衡状态，在相应的平衡振幅ViA上维持等幅振荡。该特性必须包含非线性环节，一般由主网络的非线性放大特性来实现的D稳定

4、条件如果通过放大和反馈的反复循环，振荡器越来越离开原来的平衡状态，从而导致振荡器停振或突变到新的平衡状态，则表明原来的平衡状态是不稳定的。反之，如果通过放大和反馈的反复循环，振荡器能够产生回到平衡状态的趋势，并在原平衡状态附近建立新的平衡状态。而当这些变化的因素消失以后，又能恢复到原平衡状态，则表明原平衡状态是稳定的。1振幅稳定条件事实上，在具有图312所示环路增益特性的环路中，不仅满足了振幅起振和振幅平衡条件，而且还满足了振幅稳定条件。例如，若某种原因使ViViA，则由于T(osc)随之减小，因而通过每次放大和反馈后，Vi将逐渐减小，最后在新的平衡值上重新满足平衡条件。 反之亦然。如果环路增

5、益特性如图313所示，则振荡器存在着两个平衡点A和B，其中，A点是稳定的，而B点，由于T(osc)具有随Vi增大而增加的特性，它是不稳定的。例如，若某种原因使Vi大于ViB ，则T(osc)随之增大，势必使Vi 进一步增大，从而更偏离平衡点B，最后到达平衡点A； 反之，若某种原因使Vi 小于ViB，则T(osc)随之减小，从而进一步加速Vi 减小，直到停止振荡。 在这种振荡器中，由于不满足振幅起振条件，因而必须外加大的电冲击(例如，用手拿金属棒接触基极)，产生大于ViB 的起始扰动电压才能进入平衡点A，产生持续等幅振荡。通常将这种依靠外加冲击而产生振荡的方式称为硬激励。 相应地，将电源接通后自

6、动进入稳定平衡状态的方式称为软激励。通过上述讨论可见，要使平衡点稳定， T(osc)必须在ViA 附近具有负斜率变化，即随Vi增大而下降的特性， T(osc)/ Vi ViA0，则通过每次放大和反馈后的电压相位都将超前于原输入电压相位。由于正弦电压的角频率是瞬时相位对时间的导数值，因此，这种相位的不断超前表明振荡器的振荡角频率将高于osc反之，若某种原因使T(osc)0导致频率高于原振荡频率，则由于T(osc)随之减小，Vi的超前势必受到阻止，因而频率的增高也就受到阻止T(osc)0导致频率低于原振荡频率，则由于T(osc)随之增大，Vi的滞后势必受到阻止，因而频率的降低也就受到阻止通过上述讨

7、论可见，要使振荡器的相位平衡条件稳定， T(osc)必须在osc附近具有负斜率变化，即随增大而下降的特性，T(osc)/=osc 1（即gmA)可以分别求出电容三点式振荡器的相位起振条件和振幅起振条件。1 振荡频率 osc osc0=1/LC 一般工程中 osc0 C为C1与C2的串联2 振幅起振条件简化 ngm/(gL+n2gi)1 其中n=C1/(C1+C2) 近似地 Av(0)kfv1 Av=gm/(gL+n2gi)为谐振时回路电压增益 kfv=n为反馈系数 讨论（1）：n增大，Av减小。kfv增大, T(osc)未必增大，所以n要适中 讨论（2）：ICQ增大，gm增大，Av提高，但是也

8、不宜过大，否则gi(1/re=gm/)过大，造成回路有载品质因数过低，影响振荡频率稳定度，一般ICQ取值15mA 实践表明：若选用的振荡管fT大于振荡频率5倍以上，RL又不太小(大于1k)，且n适中，一般都可以满足振幅起振条件讨论（3）：如果闭合回路在基极处开断，如下图(a)，三极管接成共发射极组态相应开环等效电路如(b)，用工程计算(c),可以得到相同的振幅起振条件闭合环路不论何处断开，它们的振幅起振条件都是一样的。不过，开断点不同，放大器的组态和反馈网络的组成就不同，相应的放大器增益和反馈系数也就不同。四、用工程估算法求起振条件 采用工程估算法，可以大大简化起振条件的分析。将分析步骤归纳如

9、下：1. 将闭合环路开断，画出推导T(j)的开环等效电路；2.求出谐振回路的固有谐振角频率0，并令osc0 ；3.将接在谐振回路各部分的电导(或电阻)折算到集电极上，分别求出放大器回路谐振时的增益和反馈系数，便可得到振幅起振条件。322差分对管振荡电路在集成电路中，广泛采用图329(a)所示的差分对管LC振荡电路。称为索尼振荡器(Sony Oscillator)。图中T1和T2为差分对管，其中T2管的集电极上外接LC谐振回路，调谐在振荡频率上，并将其上的输出电压直接加到T1管的基极上，形成正反馈。接到T2管基极上的直流电压VBB又通过LC谐振回路(对直流近似短路)加到T1管基极上，为两管提供等

10、值的基极偏置电压，同时，VBB又作为T2管的集电极电源电压，这样，就会使得T2管的集电极和基极直流同电位。因此，必须限制LC谐振回路两端的振荡电压振幅(一般在200 mV左右)，以防止T2管饱和导通。差分对管是依靠一管趋向截止而使其差模传输特性进入平坦区的，如图329(b)所示。 这种振荡器是由振荡管进人截止区(而不是饱和区)来实现内稳幅的，这就保证了回路有较高的有载品质因数，有利于提高频率稳定度。在实际电路中，还采用了负反馈的方法控制恒流值I0来进一步改进稳幅作用，并限制振荡电压振幅。工程估算法分析(左图为其交流通路）REE为恒流源I0的交流等效电阻。若将它在处断开，则该电路为共集共基级联电

11、路的等效电路开环电路如图3-2-10所示 Re0为谐振回路的固有谐振电阻差分对管振荡器的开环等效电路振荡角频率 osc=0=1/LC C=C+Cbe/2振幅起振条件 kfv=1 由Av(0)求到振幅起振条件为: gm2gL+1/rbe 近似 gm2gL或I0 4gL当gL一定时,选取合适的I0,便可以满足起振条件其中gL=1/RL RL=RL/Re0例如 E1648集成振荡器 可以输出的振荡频率达200MHz 并可以选择方波或者正弦波输出3.2.3举例例1:试判断下图所示的交流通路能否满足相位平衡条件并求其振幅起振条件例2:下图所示为三回路振荡器的交流通路,图中f01、f02、f03分别为三个

12、回路的固有谐振频率，试写出它们之间能满足相位平衡条件的两种关系式，并指出两种情况下振荡频率处在什么范围内例试判断下图(a)中所示场效应管振荡电路能否满足相位平衡条件，如果不能，试改正。3.3 LC振荡器的频率稳定度频率稳定度(frequency Stability)是振荡器的重要性能指标之一，其定义是： 在规定时间内，规定的温度、湿度、电源电压等变化范围内振荡频率的相对变化量。按规定时间的长短不同，频率稳定度(简称频稳度)有长期、短期和瞬时之分。 长期频稳度是指一天以上乃至几个月内因元器件老化而引起振荡频率的相对变化量； 短期(Short-Term)频稳度是指一天内因温度、电源电压等外界因素变

13、化而引起振荡频率的相对变化量； 瞬时频稳度(又称秒级频稳度)是指电路内部噪声引起振荡频率的相对变化量。通常所讲的频稳度一般指短期频稳度。频稳度的要求视用途而异。用于中波广播电台发射机的为10-5数量级， 电视发射机的为10-7数量级， 普通信号发生器的为(10-410-5)数量级， 高精度信号发生器的为(10-710-9)数量级。 通信网络时钟频率要求更高的稳定度.331提高频率稳定度的基本措施一、频率稳定度的定性分析振荡频率是根据相位平衡条件相移为零确定的. 而相移由主网络相移和反馈网络相移两部分组成的，其中，主要取决于并联谐振回路的相移Z()，它在谐振频率附近随叫的变化十分剧烈，而反馈网络

14、相移f随频率的变化相对地要缓慢得多，可近似认为它是与频率无关的常数 T(osc)=Z(osc)+f=0 Z()=-arctanQe2(-0)/0振荡角频率osc 就是Z()曲线与高度为-f水平线相交点上所对应的角频率，如图331所示。 影响振荡频率的参数是0 Qe f1.若外界因素(温度等)变化使LC谐振回路的L和C变化，从而使其谐振角频率0 产生0的变化，则Z()曲线的形状不变，仅是沿横坐标轴平移0 ，如图331(a)所示。可见，由此引起振荡频率的变化量实际上就是回路谐振频率的变化量，即osc= 0 2若外界因素变化引起负载和管子参数变化，从而使谐振回路的Qe 增加 Qe，则Z() 曲线变陡

15、，如图331(b)所示。可见，Qe引起振荡频率的变化量与f 大小有关。 f 越大， Z() 曲线在相交点上的斜率越小，同样的Qe引起的振荡频率变化量就越大，即oscosc 3若外界因素变化使f ，产生f 的变化，则Z()曲线形状不变，而交点移动，如图331(c)所示。f引起振荡频率的变化与f 和Qe 的大小有关。f 越大， Z()曲线在相交点上的斜率就越小，因而，同样的f 引起振荡频率的变化量也就越大(osc2osc1)。同理， Qe 越大， Z() 曲线越陡，因而，同样的f引起振荡频率的变化量就越小(osc1osc1 ， osc2osc2)。综上所述，为提高LC振荡器的频稳度，可采取的基本措

16、施：一是减小0 、Qe和f ，尤其是其中的0，为此，必须减小外界因素的变化以及外界因素变化引起0 、Qe、 f 的变化，即0 、Qe、 f对外界因素变化的敏感度。二是减小f和增大Qe ,目的是减小由Qe和f引起的振荡频率变化量。二、提高频稳度的基本措施1减小外界因素的变化 影响振荡频率的外界因素有温度、湿度、大气压力，电源电压、周围磁场、机械振动以及负载变化等，其中尤以温度的影响最严重。这些外界因素的变化一般是无法控制的，但可以设法减小它们作用在振荡器上的变化。2提高振荡回路标准性 振荡回路标准性是指振荡回路在外界因素变化时保持固有谐振角频率0 不变的能力。回路标准性越高，外界因素变化引起的0

17、就越小。 为了提高回路标准性，必须减小L和C的相对变化量。在L和C中，除了外加的集总电感和电容以外，还包括元件和引线的分布电容和分布电感以及管子的极间电容等寄生参量。因而，减小L和C的相对变化量的措施是：采用高稳定的集总电感和电容器，减小不稳定的寄生参量及其在L和C中的比重以及采用温度补偿等1.采用温度补偿是提高回路标准性的一个十分有效方法。回路电感和部分寄生生参量的温度系数一般均为正值(所谓温度系数是指温度变化1时引起电感量或电容量的相对变化量)。如果选用温度系数为负值的陶瓷电容器，而且具有合适的负温度系数值，就能补偿电感和部分寄生参量的正温度系数变化，从而使回路谐振频率的相对变化量大大减小

18、。2.缩短引线，采用机械强度高的引线且安装牢靠或者采用贴片元器件都是减小分布电容和分布电感及其变化量的行之有效方法。3.增加回路总电容，减小管子与回路之间的耦合，均能有效地减小管子极间电容(这些电容往往是不稳定的)在总电容中的比重，也可有效地减小管子输入和输出电阻以及它们的变化量对振荡回路Qe的影响。 必须指出，增加回路总电容是有限度的.当频率一定时，增加回路总电容势必减小回路电感。实际制作电感线圈时，电感量过小，线圈的固有品质因数Qo就不易做高，相应的Qe也就不能高。这样，反而不利于频稳度的提高，因此，一般都采用减小管子与回路间耦合的方法。例如 克拉泼振荡电路(电容三点式改进)332克拉泼(

19、Clapp)振荡电路实用电路 交流通路C3C1, C329由于RC相移电路的选频特性不理想，因而它的输出波形失真大，频稳度低，只能用在性能不高的设备中。实用RC振荡电路外稳幅文氏电桥震荡器 起振条件 Rt2R13.6 负阻正弦波振荡器负阻(NegativeResistance)振荡器是采用负阻器件与LC谐振回路共同构成的一种正弦波振荡器，主要工作在100 MHz以上的超高频段。目前它的振荡频率范围已扩展到几十GHz以上。1 .负阻器件 负阻器件是指它的增量电阻为负值的器件。以隧道二极管为例，它的伏安特性有一段呈负斜率变化的负阻区，如图所示。 随着器件工作在信号由小变大时，其平均负增益电导会由常

20、数减小3.6.2 负阻振荡原理及其电路将负阻器件并接到并联谐振回路上，如图 图中ge0(=1/Re0)为谐振回路的固有谐振电导，gn(av)为负阻器件的平均增量负电导。一旦受到原始冲击(例如，电源接通瞬间引起电流突变等)，并联谐振回路就将产生以电容中的电能和电感中的磁能交替转换为特征的余弦振荡，振荡角频率为叫0若gn ge0,即ge为负值，则振荡电压振幅将按指数规律增长。随着振荡电压振幅的增长， gn(av) 相应减小，直到gn(av) = ge0 时， ge=0，并联谐振回路便在相应的平衡振幅上产生角频率为0 的持续正弦振荡。起振条件gnge0平衡条件gn(av) = ge0 OSC=OSC

21、=1/LC振幅稳定条件 gn(av) /Vm 0电流控制型负阻器件，即如图所示伏安特性的单结晶体二极管构成负阻振荡器，则负阻器件应串接在谐振回路中类似分析电压控制型负阻振荡器实用电路静态工作点必须合理选择363用负阻观点讨论LC反馈振荡器对于一个谐振回路，在原始冲激下，为了维持回路中振幅恒定不变的持续振荡，必须向谐振回路补充能量，以补偿谐振回路中的固有损耗。这个补充能量的机构在负阻振荡器中是负阻器件，而在反馈振荡器中则是带有正反馈的放大器件。这两种器件都能够将直流电源供给的直流能量变换为谐振回路所需补充的交流能量。因此，从供给能量的观点来看，带有正反馈的放大器件可以等效地看成负阻器件。例如：电

22、容三点式振荡电路的受控电流源可以用负电导置换3.7 寄生振荡、间歇振荡和频率占据371寄生振荡 寄生振荡(Parasitic Oscillation)不仅产生于振荡器中，而且还产生于放大器等其它功能电路中，寄生振荡一旦产生，各种功能电路的性能就会受到严重破坏，甚至不能正常工作。 寄生振荡产生的原因:是十分复杂的，但是，从原理上来说，各种寄生振荡都是在某些特定频率上，电路中某些集总参数(包括直流供电电路元件)和分布参数(管子极间电容、分布电容、引线电感等)构成的闭合环路满足振荡条件而自行产生的一种不希望振荡。因此，抑制各种寄生振荡的措施无非都是破坏闭合环路的振荡条件。不过，实际情况是复杂的，要确

23、切地找到产生寄生振荡的闭合环路是十分困难的 分类: (A)如果寄生振荡是在远低于工作频率上发生的，则称为低频寄生振荡； (B)如果是在远高于工作频率上发生的，则称为超高频寄生振荡。 产生这两种寄生振荡的闭合环路是不同的，因而抑制它们的措施也就不同。 低频寄生振荡的闭合环路一般是由电路中的高频扼流圈、隔直流或旁路电容构成的。因此，消除这种寄生振荡的常用措施是：合理选择扼流圈的电感量或旁路电容的电容量，扼流圈中串接小电阻或并接大电阻来增加闭合回路中的损耗。 超高频寄生振荡的闭合环路是由电路中的分布参数(例如，引线电感)、管子极间电容构成的。而某些元件的分布参数往往会在很高频率时改变其性质，例如，大

24、容量的电容器会变成电感器，因此，消除这类寄生振荡的常用措施是：采用粗而短的引线和贴片元件，以减小分布参数；管子的基极或集电极上串接小的无感电阻，以破坏振荡条件；隔直流或旁路的大电容上并接几百pF的小电容，保证超高频段仍可看作短路元件等。此外，在电路安装时，元件的排列和布线必须合理，采用集中接地或大面积接地，避免出现放大器输人与输出回路之间的寄生耦合。多级放大器中还经常因一个电源供电而产生的共电耦合，即后级放大器的输出信号电流在电源内阻上产生的电压反送到前级放大器输入端而引起的寄生振荡，消除这种寄生振荡的措施主要是电源传送到每级放大器的路径中加去耦滤波电路。必要时，其中的滤波电感加损耗电阻，滤波

25、电解电容并接pF量级的小电容。在反馈放大器中，还需通过相位补偿等措施防止放大器自激。372间歇振荡利用偏置电路的自给偏置效应，可以有效地提高振荡器的振幅稳定性。但是，如果旁路电容CE或耦合电容CB(如图371所示)取值过大，偏置电压跟不上振荡振幅的变化，就会产生周期性的起振和停振的现象，输出如图372所示的断续振荡的波形，通常将这种振荡现象称为振荡器的间歇(Squegging)振荡。当输入端作用着振荡电压vi时，在vi的一个高频周期内，管子经历了导通和截止两个过程；管子导通时，它的发射极电流向CE 偏置电路充电；管子截止时， CE 向RE放电。由于管子导通时的电阻远比RE小，因而CE 充电快，

26、放电慢，偏置电压就是在上述充、放电过程中随振荡振幅而变化的。且振荡振幅增长时，CE 上偏置电压增长(即VBEO向负值方向增大)得快，振荡振幅减小时，CE 上偏置电压减小得慢。CB上偏置电压的变化也有类似的情况。 如果CE CB 过大，就有可能出现这样的情况：振荡器起振后，振荡振幅迅速增长，但偏置电压还来不及跟着向负值方向增大，直到达到平衡状态，这时，由于惰性作用，偏置电压还在继续向负值方向增大，致使振荡振幅减小，直到停振。 而后偏置电压开始向正值方向增大(CE向RE放电)，一段时间后又满足起振条件，振荡振幅又开始迅速增长，以上过程周而复始，就出现了图372所示间歇振荡波形。结论：为了避免产生间歇振荡，偏置电压的变化速度必须比振荡振幅的变化速度快。为此，一方面应注意CE 、 CB的取值不宜过大，另一方面应增大振荡回路的Qe，以减小振荡振幅的变化速度，因为Qe大，回路的惯性就大，振荡建立后也就不容易间断。373频率占据一振荡器，它的振荡频率为fosc，其值近似等于振荡回路的固有谐振频率fo 现若有一频率为fs的外来信号vs引入振荡器的闭合环路中