LT1952-可以实现最佳同步整流的正激电路控制

1、LT1952可以实现最佳同步整流的正激电路控制LT1952是一个电流型可将同步整流实现最佳化控制的简单的正激变换拓扑。初级仅用一颗MOS。LT1952即可实现从25W到500W的电源供给。且有非常高的效率和可靠性。低的复杂性和低成本利于小空间应用。LT1952的关键特性包括自动最大占空比箝制。二次侧最佳同步整流控制，精密100mV的低过流检测保护阈值。在低应力的短路保护控制下的触发软起动。LT1952的各种关键功能示于图1。DniplRsihchn0mVTD23)myGNDl：TOLT月SE)DAJU-.IPUFIEf如O.RF：EHTrlOOTOaiNTlkH*.LT195EETtf：T-4

2、KiJ.无ON44.SV血軒他LT1952-17rjC-TJ5,i,間OFF個RjwmCMPTMMJldULUEUTYCYCLEVWCTtfiT-UPrFUTMRETJTiETARprARrCOHTOLVfEFSLMJKDCW-0k矗一sour(LIHClRi5LOFCtt.1PSiAWiDC眄lA&OlZ蝕JRCE2.1mXEUT4KONDU丫Ti图1LT1952内部方框等效电路启动部分在正常条件下，SD-Vsec端必须超过132V，Vn端必须超过14.25V时才允许IC开启。两者联合使2.5V基准建立以供给LT1952的控制电路。并提供2.5mA的外部驱动，SD-Vsec的阈值可以用于外部

3、调节系统输入电压的欠压锁定阈值。A。时序图如图2。UVLO的窗口阈值也可以由SD-Vsec端调节。启动前它给出11pA电流。启动后变为0pIDEL：F93GRAht.UEtmfH0USDEU.YsourLTss.F.rcFAULTSTR刖ERWG却召倔ORSOsKcilUlOlQft!lACTriETH：5H0LD)O.iBESnTMRESHZlD)0.?/SOFT-STARTLATCHSET|、SOFTSJJ何LATCHRESET:恥:-14.SA175VIFLATCHSET因OCl则SCL血“翩酬D00-:1&7如SSHUDCcQ竈刖L图2LT1952工作时序随着LT1952开启。VN端会

4、降到8.75V以上，若低于此值。IC则关断，V【N的窗口电压5.5V有很低的460mA启动输入电流。接一支电阻和一个电容网络到供电端Vn，vin电容值的选择原则为防止其电压在辅助绕组供给vin端电流之前降到8.75V以下。输出驱动LT1952有两个输出端子，SOUT和OUT。OUT端提供1A峰值的MOS栅驱动能力，电压箝制在13V以下oSOUT端提供土50mA的12V以下的峰值驱动。用以给二次侧的同步整流控制提供合适的信号。对于SOUT和OUT的供出。PWM的锁定设置在每个主振周期的开始。输出信号的给出比同步输出信号有一点延迟时间为Tdelayo（图2）Tdelay的调整由DELAY端至地接一

5、电阻来完成。调此时间达到二次同步整流的最佳化。SOUT及OUT关断在每个周期内同时完成，完成方法有三：MOSFET峰值电流在ISense端起出。自适应最大占空比的箝制在负载及输入电压条件下达标。最大占空比复位，PWM锁住。在以下任何条件下，低vIN,低sd-vsec或OC端过流检测出，这时重新的软起动锁住两输出，令其关断。前沿消隐为防止MOS开关噪声导致的SOUT及OUT过早关断，需调节前沿消隐，这意味着电流检测比较器及过流比较器的输出在MOS开启时要消隐掉，在OUT的前沿之后也要消隐一小段时间，（图6）所要消隐的时间可由调节BLANK到地的电阻值来完成。自适应最大占空比调制对于正激变换器要用

6、最简化的单一MOSFET的拓扑完成。因此最大占空比箝制适应变压器的输入电压才可以可靠地控制功率MOS，该伏、秒箝制提供给变压器复位一个安全保障。防止变压器饱合而不能复位。连续的负载变化会导致变换器加大占空比。如果占空比太大，变压器的复位电压会超出初级侧MOS的耐压限度，导致灾难性损坏。许多变换器解决此问题的方法是采用限制MOSFET的最大占空比为50%的方法来解决，或采用另一固定的最大占空比来解决。这会导致MOSFET非常大的反压。LT1952提供了一个伏秒箝制法解决，使MOSFET的最大占空比可以超过50%,这样对同样MOS变压器及整流器可以给出更大的功率。而体积却可以缩下来。此外，伏秒箝制

7、还容许降低MOSFET的承受电压,这样MOSFET的RDson就比较小，效率就提高了，伏秒箝制定义了最大占空比的保障轨，在系统输入电压增加时，它会降落下来。LT1952的SD-Vsec和SS-MAXDC端提供一个无电容的调整伏秒箝制解决方案。一些控制器有伏秒箝制控制开关的最大占空比是采用外接电容调整开关的最大导通时间，这种技术有一个伏秒箝制的不准确性。它与外面大的偏差电容及其漂移有关与内部振荡器的漂移也有关，而LT1952只用一支来执行伏秒箝制而不必用精确的外部电容也与振荡器的幅度及频率变化也无关。在sd-vsec端上电压的增加会使最大占空比的箝制减少。如果sd-vsec采用由变压器输入电压处

8、经过电阻分压后供给。则一个伏秒箝制就完成了。为调节初始最大占空比的箝制，SS-MAXDC端电压用一分压器从2.5VVRef处到地取得，SS-MAXDC端上的电压增加时，提供的最大占空比箝制也增加。软起动LT1952提供真实的PWM的软起动系用SS-MAXDC端去控制软启动时间。SS-MAXDC端给出一个斜波电压输出，直到开关占空比箝制无间隙满足变换器的自然占空比。无论是VIN太低，还是SD-Vsec太低（UVLO）或0C端超过100MV过流阈INSEC值，都会触发一个软起动过程。无论如何，只要一个软起动过程触发，则在SOUT及OUT端都会立即停止输出。SS-MAXDC端放电仅是相对充电而言。当

9、其电压降到0.45V的复位阈值以下时，所有故障都会移去。增加SS-MAXDC端上的电压到0.8V以上时将会增加最大占空比。在SS-MAXDC端到地接一只电容与电阻从基准的分压器接在一起，即可以确定出软起动的时间。电流型拓扑【sensePINLT1952电流型拓扑容易满足频率补偿的需要，由于输出电感没有造成调整环中的相位延迟。这种电流型技术意味着误差放大器（非隔离）或光耦（隔离）是去命令电流（而不是电压）传送到输出端。这使频率补偿很容易，并提供了快速的环路的瞬态响应到负载。在产生输出电压处用一个电阻分压器接至LT1952的误差放大器的反相输入端FB。（或一个外部光耦的输入端）与内部精密基准比较，

10、（1.23V）误差放大器输出（COMP）决定了电流检测比较器的输入阈值。COMP电压在0.8V2.5V之间，由此定出最大【sense阈值从0mV220mV。连接ISENSE到与外接功率MOS源极相接的检测电阻，其峰值电流的触发点（关断点）可以由COMP电平控制。输出负载电流增加会导致输出电压下降，这导致COMP电压上升，增加ISENSE阈值，增加了送到输出的电流，对隔离式应用，误差放大器的COMP输出可以禁止，以便由光耦执行控制，设置FB=VREF既禁止了误差放大器的输出，又减少了端子电流到（COMP-O.7）/40K。斜波补偿电流型实现斜波补偿的需要。是要加一个电流检测环以防止斜波振荡，因为

11、它会出现在占空比大于50%的时候。就像多数电流型变换器都有斜波补偿一样。它将其固定在内部放置一个恒定电感值和恒定工作频率。LT1952有一个外部斜波补偿，内与【sense端串联的外部电阻调节斜波补偿。LT1952有一个线性斜率的补偿斜波，它从【sense端源出大约8UA的电流于零占空比。源出35pA电流于80%占空比。过流检测及软起动给LT1952的一个附加特色是预置100mV的检测阈值放在OC端,用于检测变换器的过流条件。并设置软起动锁存。OC端直接接到初级侧功率MOSFET的源极监视MOSFET上的峰值电流。100mV阈值是恒定的，覆盖整个工作周期范围，它能不受斜波补偿的影响地加到【sen

12、se端。外同步外同步端允许LT1952的振荡器被一个外时钟同步。SYNC端可以从一个逻辑电平处引入信号来驱动。它不能低于0.8V，高于2.2V。占空比要在10%90%之间。为防止同步期间斜波补偿的损耗。自由振荡的频率FOSC调到外时钟频率Fsync的80%，RStope电阻对非隔离工作选为1.25*（FSYNC/FOSC）倍。应用信息关断及调节欠压锁定LT1952有一个精密的1.32V关断阈值放于SD-VSEC端，此阈值可以用其接在系统输入电压的欠压锁定阈值锁定的电阻分压器处。（见图3），此端电流（在导通前为11A,导通后为0pA）,窗口允许UVLO的窗口可调。计算ON/OFF阈值可按下式：用

13、一个漏极开路的晶体管接在SD-VSEC端的电阻分压网络以控制LT1952的关断。SD-VSEC端不必开路。因为必须有一个11A的外部源出电流令其产生出1.32V阈值电压以使其能工作。微功耗启动：启动电阻及电容的选择LT1952使用的开启电压阈值在VIN端有很低的启动电流。才能做到微功耗启动。（图4）LT1952监视Vn端电压使IC在14.25V时启动，而在低于8.75V时关断。低的启动电流（460A）容许一支大电阻接到系统的输入电源和IC的VIN端之间。一旦IC启动,输入电流增加到驱动IC时为4.5mA。输出驱动的IDrIVE。一个足够大的电容接在vin端到地，防止vin端电压在辅助绕组供电之

14、前降到8.5V以下。该技术容许用一支电阻一支电容完成启动。FORVs25V.ZENERDIFCOMMENDEDCV|NCiWWvZ2SV）nFROMAUXILIMYWINDINGSYSTEMINPUT（Vs）V|H（14.2SVON.8.75VOFF）LT1Q52i（7.75VON,&5VOff）LTi952-1图4微功耗启动减少了从系统电源送到变换器的功率。Rstart和Cstart的值按下式计算:R=V-V/ISTART（MAX）S（MIN）INON（MAX）START（MAX）C=I+I*T/VSTART（MIN）Q（MAX）DRIVE（MAX）SRARTINHYST（MIN）例如：对系

15、统输入电压超过LT1952VIN端的绝对最大值的，应外接一齐纳管从VIN到GND给予保护。这含盖了VIN充电充过V/ON的条件。但没启动，因此时SD-VSEC1.32V端的电压范围。所以齐纳管电压应该是VINONvVZ25V。IN（ON）Z调节振荡频率LT1952的振荡频率使用外电阻ROsc调节。它接在ROSC与GND之间。图5示出典型的FOSC与ROSC的关系。LT1952自由振荡的频率范围可以从100KHz调到500KHz。在ROSC上的杂散电容和潜在噪声要减至最小。ROSC尽可能地靠近ROSC端来连接。ROsc接地一侧要直接接到模拟地端。ROSC由下式计算：ROSC=9.125K(410

16、0K/FOSC)-1调节前沿消隐时间对于PWM控制器驱动外部功率MOSFET噪声会在栅压上升时间和其后一点时间内产生于MOSFET的源极。此噪声可能会超过0C和【sense端阈值以导致SOUT和OUT的提早关断。此外会虚假地引起新的软起动。LT1952提供一个可调节的0C及【sense比较器输出的前沿消隐。以防止错误的MOS开关期间的电流检测。OUT/VOUVJKitkRbunk-iOOraBLNKINQ(AUTOMATIC)LEADINGEDGEBLANKING(PROGRMMiBLE)CURRENTEXTENDEDSENSEBL.KINGDEUW0XnsX+dsns十归(斑/”亦图6调节前

17、沿消隐两相消隐给出(图6)，第一相在栅压上升时间自动隐去。栅压上升时间会变化，它取决于MOS类型，基于这个理由。LT1952由自动消隐0C和ISEnSE比较器输出来执行前沿消隐，直到OUT上升到VN电压的0.5V以内。或达到其13V的箝位水平。消隐的第二相在OUT的前沿之后才开始执行，这一相由接到BLANK端与GND端的电阻来调节。对此消隐周期典型时间从在RBTANK=10K时的45ns到Rbtank=12K时的540ns，消隐时间由下式给出。消隐时间=45*(RBTANK/10K)ns调节电流限制LT1952使用一个预置的100MV的检测阈值于OC端子，用它去检测过流条件。并设置软起动锁存。

18、它取决于占空比，因为它不受斜波补偿在【sense端调节的影响。OC端用检测Rs电阻上电压的方法来监视MOFSET的峰值电流。限流值由下式给出：ILIMIT=（100mV/RS）*（NP/NS）-1/2IRIPPLE式中Rs-MOSFET源极接地检测电阻值Iripple-输出电感LI中的纹波电流峰峰值Ns-变压器二次匝数Np-变压器一次匝数调节斜波补偿LT1952使用电流型结构以提供快速的负载的瞬态响应，并容易满足频率补偿的要求，电流型开关调整器工作在50%占空比以上时，会有连续的电感电流，这就必须加上斜波补偿以使其电流检测以防止谐波振荡（更多的谐波补偿信息见AN19）LT1952可调的谐波补偿

19、可允许很宽的电感值的范围，这可以减少PCB产生噪声的敏感性，并将环路带宽最佳化，LT1952调节斜波补偿采用插入一支电阻Rstope于Isense端，（图7），LT1952在【sense端还产生一个电流，它线性地从0%占空比到OUT的最大占空比。一个简化的计算IsEnse*Rsense给出一个附加的斜波加到【sense端的电压上去调节斜波补偿。图7调节斜率补偿调节同步整流时间及OUT的延时LT1952有一个附加输出SOUT，它提供土50mA峰值驱动电流且箝在12V电压，对应用时需要同步整流的，它提供二次侧控制同步整流的信号（图11），延时可以使通过变换器导致的同步整流时间的控制达到最佳化。LT

20、1952提供的在sOUT与OUT之间的上升沿的可调延迟（图8）达到同步整流的最佳时间控制。从而使转换效率最高。使用时，将一电阻Rdelay从DELADY端接到GND来设置Tdelay，典型值范围为RdElay=10K的10ns到RdElay=160K的160ns。图8调节同步整流调节最大占空比调制对于正激变换器应用，在初级侧为最简单的单一MOsFET的拓扑。最大占空比箝制自动适应变压器的输入电压以确保对MOSFET的可靠的控制，这种伏秒箝制提供安全保障，以使变压器可靠复位防止饱合，LT1952的sD-VsEC及ss-MAXDC端提供无电容的调节伏秒箝制方案。仅用两简单的电阻比。SD-VSEC端

21、上电压增加，使最大占空比箝制减少，在SD-VSEC从所接系统输入电压的分压电阻建立伏秒箝制，最大占空比可用调SS-MAXDC端电压来调节，而此电压则从VREf的分压电阻给出。在SS-MAXDC端上电压增加，最大占空比箝制也增加。SYSTEMINPUTVOLTAGEPMPTIVEDUTYCYCLECLMPINPUTLT1画LT1Q52-1讥町(DUTYCYCLECL.MPADJUSTIWPUTMINIMUMALLCW?BLERTIS1CkTOGU.NTEESOFT-SJARTPULL-OFF图9调节最大占空比为调节伏秒箝制，要执行下面几步。最大工作占空比会根据给定的应用算出。最大占空比箝制的内部

22、值可用下面公式按步算出。注意：由于最大占空比出现在最低输入电压处。(UVLO)所以SD-VSEC上的电压为1.32V。最大占空比箝制=K*0.522(SS-MAXDC(DC)/SD-VSEC)-(TDELAY*FOSC)DELAYOSC此处SS-MAXDC(DC)=VREF*RB/(RT+RB)SD-VSEC=1.32V最小Vn电压处Tdelay=在SOUT及OUT之间的延迟时间K=1.11-5.5E-7*F(OSC)最大占空比箝制计算以给出的公式会比给出的公式大10%，简化最大占空比的调节可以由调节SS-MAXDC来完成。实例计算：对于RT=35.7K,RB=100K,VREF=2.5V,R

23、DELAY=40K,FOSC=200KHz以及SD_VSEC=1.32V,于是给出SS_MAXDC(DC)=1.84V,TDELAY=40ns,K=1。最大占空比箝制=1*0.522(1.84/1.32)-(40ns*200KHz)=0.728-0.008=0.72即72%注意：为实现同样的最大占空比在100KHz处，而对200KHz处SS-MAXDC电压要调节成：SS_MAXDC(DC)(100KHz)=SS_MAXDC(DC)(200KHz)*K(200K)/K(100K)=1.84*1.0/1.055=1.74V(K=1.055,对于100KHZ)第二个对TDELAY的影响还要考虑SS-

24、MAXDC的最终调节。注意：为实现相同的最大占空比调节，当用外时钟同步时，SS-MAXDC电压要预调整为SS_MAXDC(DC)(FSYNC)=SS_MAXDC(DC)(200KHz)*(FOSC/FSYNC)+0.09(Fosc/200KHz)0.6对于SS_MAXDC(DC)(200KHz)=1.84V对应72%占空比SS_MAXDC(DC)(FSYNC=250KHz)=1.84*(200KHz/250KHz)+0.09(1)0.6=1.638V软起动时间的调节LT1952有一个软起动的功能，以从一系列故障条件下提供启动时的低应力控制。这会出现在图1及图10的应用中。LT1952提供实在的

25、PWM软起动，它用在SS-MAXDC电压和开关最大占空比之间的比例关系使得SS-MAXDC端慢慢地升起输出电压，从最大占空比直到满足变换器实际占空比。在SS-MAXDC端上的电容CSs及电阻分压器（从基准电压来）用来调节最大占空比箝制，从而确定软起动时间。图10软起动时序RtSS_M:CH.ifitlNGMOECLSS_MC.：DC：.-Vfif|R&;：Rt+Rbi|Rchjrge-Pt*FMRt+呪IIFliSS_M.(DC(DC)Cs&SSLMWCLT1952*LT1952-1LT19521LT1952-1SS_M.XDC图11调整软起动时序一个软起动过程从下面故障下触发而来VIN8.7

26、5VSD-VSEC100mA（过流保护）当软起动过程触发时，SOUT及OUT的开关立即终止，一个软起动锁存被设置，SS-MAXDC端被禁止，当软启动锁存复位时SS-MAXDC端必须要重新充电。注：一个软起动过程由或导致，还会使Vref被禁止，并降到地电平。软起动锁定复位需下面全部条件：VIN14.25*SD-VSEC1.32VOC100mVSS-MXDC8.75V后，锁定复位仅由条件设定。SS-MAXDC放电时间从图10中可以看出，对SS-MAXDC端，有两种类型的放电型式出现，在Ttiming（A）。导致软起动过程的故障在SS-MAXDC降到0.45V以前已经移去。这意味着软起动锁住将在SS

27、-MAXDC降到0.45V时复位。SS-MAXDC重新开始充电，在TTIMINGB导致软起动过程的故障没有移去，直到过一时段在SS-MAXDCTiMiNG（B）降到0.45V以下。SS-MAXDC端连续放电到0.2V并保持低电平。直到全部故障都消除以后。SS-MAXDC降到给定电压的时间大约是：SS-MAXDCTFALL=(CSS/IDIS)*SS-MAXDC(DC)-VSS(MIN)此处，idiscSS净放电电流CSSSS-MAXDC端接的电容值Vss-MIAXDC(DC)调整的直流电压值Vssmin最小SS-MAXDC电压(充电之前的)SS(MIN)i8e-4+(V-V)(1/2R)-(1

28、/R)DiSREFSS(MiN)BT对和的故障。对的故0眷VREF=2.5VSS-MAXDC(DC)=VREFRB/(RT/RB)VSSMIN=SS-MAXDC的复位阈值=0.45V例子：对于过流故障,(OC100mV),VREF=2.5V,RT=35.7K,RB=100K,Css=0.1uF并且假设Vss(MIN)=0.45V,IDIs8e=4+(2.5-0.45)(1/2*100K)-(1/35.7K)=8e-4+(2.05)(-0.23e-4)=7.5e-4DIsss_MAXDC(DC)=1.84Vss_MAXDC(TFALL)=(1e-7/7.5e-4)*(1.84-0.45)=1.8

29、5e-4sFALL如果0C故障在185ns内未去除。SS-MAXDC将继续降过0.45V，达到一个新的VSS(MiN)，典型的VOl对SS-MAXDC在150“A时为0.2V。SS-MAXDC充电时间当所有故障去除后，SS-MAXDC端将降到它的复位阈值0.45V或更低，则SS-MAXDC端将会释放并允许充电。SS-MAXDC电压上升直到它的调定值的DC电压一即设定最大占空比箝制的电压。对SS-MAXDC端的充电时间的计算。任何两个电平之间都可以用RC充电波形来近似，如图11所示。可以预置SS-MAXDC在任何两个电平之间的上升时间几个关键周期为：无开关周期从SS-MAXDC(DC)到Vss(

30、MIN)的时间加上从Vss(min)到Vss(active)的时间。变换器输出上升时间从Vss(ACTIVE)到Vss(REG)的时间，VSS(REG)是SS-MAXDC的电平，此处，最大占空比箝制等于开关的自然占空比。最大占空比箝制时间在目标值的X%以内。对于SS-MAXDC充电到给定电压Vss的时间是由重新设置得到的。SS(T)=SS-MAXDC(DC)*(1-E-T/RC)SS此处。SS=SS-MAXDC在时间T处的电压。SS-MAXDC(DC)可调DC电压，用于最大占空比箝制的。VREF=RB/(RT+RB)R=RCHARGE=RT*RB/(RT+RB)SS计算实例1：对于无开关的周期

31、，当软起动过程出现时，取决于在重新充电前SS_MAXDC会降多少。以及故障会出现多长时间。要假设此故障触发软起动要在SS_MAXDC达到它的复位阈值之前被移去。计算实例2：对于变换器输出达到稳压的上升时间可以十分接近开关开始动作(SS_MAXDC=VssV)与变换器占空比已经调整(输出稳压)的时间之间。不会长过由SS_MAXDC所控制的时间。变换器输出上升时间表示为：输出上升时间=T(Vss(reG)-TVSS(ACTIV)第一步：确定变换器的占空比(在输出达到稳压时)变换器稳压的自然占空比取决几个因素。对于本例，假设对应输入电压接近未调整的锁定阈值(UVLO)DC(REG)=60%,这就给出

32、SD_VsecSEC还要假设最大占空比箝制调在72%处，对应SS_MAXDC(DC)=1.84VFosc=20KHz以及RdElay=40K为了计算ss_maxdc(vSS(rEG)的电平，不要长时间箝制变换器的自然占空要均衡一下最大占空比的箝制。第二步：计算比，最大占空比的箝制点要满足软起动期间的DC(REG)DC(REG)=MaxDutyCycleClamp0.6=k*0.522(SS_MAXDC(DC)/SD_Vsec)-(Tdelay*Fosc)对于SD_Vsec=1.32V,Fosc=200KHz,Rdelay=40K，得出K=1,Tdelay=40ns重新安排上面方程解出SS_MA

33、XDC=Vss=0.608*1.32/0.522=1.537V第三步：计算T(VSS(REG)-T(VSS(ACTIV)对于SS_MAXDC重起时间充电到给定电压Vss由下式计算：T=RCHARGE*CSS*(-1)*ln(1-Vss/SS_MAXDC(DC)对于Rt=35.7K,RB=100K,RchargE=26.3K,Css=0.1uF,给出：T(VSS(0.8V)=2.63e4*1e-7*(-1)*ln(1-0.8/1.84)=1.5e-3T(VSS(REG)=T(VSS(1.537V)=5e-3s对于变换器输出的上升时间，则为：T=T(VSS(REG)-T(VSS(ACTIV)=(5

34、-1.5)e-3s=3.5e-3s计算实例3：最大占空比箝制达到目标值的时间72%的最大占空比箝制如先前计算调到的SS_MAXDC(DC)值是1.84V。对于SS_MAXDC从最小值VSs(min)充到SS_MAXDC(DC)的X%以内的时间T(SS_MAXDCcharge)=T(1-(X/100)*SSMAXDC(DC)-T(VSS(MIN)对于X=2,VSS(MiN)=0.45V,T(0.98*1.84)-T(0.45)=T(1.803)-T(0.45)从先前的计算，T(0.45)=7.3e-4s对于Rt,RB,及Css，使用先前的数值，有：T(1.803)=2.63e-4*1e-7*(-

35、1)*ln(1-1.803/1.84)=1.03e-2对于SS_MAXDC从最小的复位阈值0.45V充电到目标值的2%以内的时间T(1.803)-T(0.45)=9.57e-3正激变换器的应用以下部分包括LT1952与其它LTC元件一起应用提供高效率的功率变换器,采用单晶体管正激电路拓扑。95%效率，5V20A同步整流的正激变换器图12效率随负载变化曲线图13输出电压的瞬态响应图14电路系基于LT1952的提供的最简单的正激功率变换器电路，初级用一支功率MOSFET。LT1952的SOUT端提供同步控制信号给位于二次侧的LTC1698。LTC1698驱动二次侧同步整流的MOS,以实现高效率。L

36、TC1698还用作误差放大器基准及光耦驱动。效率及瞬态响应见图12及图13。最高效率达95%，并有超快速的瞬态响应呈现在此功率模块上，集成式软起动，过流检测，短路保护为打嗝型有较低应力并可靠工作。此外，图14的电路采用全瓷介电容滤波，给出低纹波，LT1952制作的变换器有更低的成本。LT1952从系统的热传导考虑有更高的效率及更低的温升。7mm的高度使之很容易得到从1.23V到26V的输出电压。更大的电流采用简单的功率元件换算即可实现oLT1952的电路在图14中对取代过去的功率模块是一个强有力的电路拓扑。sourSOUTSSMDCQ1:PHMi騙QMPHILIPS15TZ_ccRffiSEF

37、JSEFBLT1952-1PGNDGNDRose%SYNCBL?IIKDELAYCOMPi_lQEIl+-iPH3830vL1PA1390.152冉an20A141110sdj/secOUT1RCO10X5各J30.1uFZ=X+VajpR15381kF；1612.4kLTC169eVcoFGCGSYNCRGND畑GNDcompOFTO+lsfjsVcOhP-stjsVffiiWP16图143672V输入5V20A输出的DC/DC正激转换器电路48V输入隔离式输出12V20A的总线变换器LT1952的高精度，宽的调整范围，伏秒箝制使之成为总线变换器应用的理想选择。伏秒箝制提供了好的线性调整率。

38、48V入，12V20A输出的总线变换器应用电路示于图16，这种半调整的隔离输出不需用光耦隔离，光耦的驱动，基准源及反馈网络一些总线变换器方案固定50%的占空比，在输入电压从36V至【72V范围时，输出也会变换一倍，而LT1952使用一个精确宽调范围的伏秒箝制作为初始调整，并控制输出电压，其变化率在同样36V到72V输入变化之下，输出仅变化10%，基于LT1952的总线变换器其效率在20A输出时达到94%。（图15）36V72V输入3.3V40A输出的变换器一个基于LT1952的同步整流正激变换器给低输出电压，大电流负载提供一个理想解决方案，3.3V40A输出的方案电路示于图18。效率为92.5

39、%(图17)减小了输出整流部分的功耗。同步整流控制输出SOUT,用可调延迟最佳时序控制二次侧同步整流的控制IC(LTC3900)，实现最高效率的同步整流。LT1952在OC端使用一个精密限流阈值并结合软起动，打嗝保护提供低应力的短路保护。最大输出电流在整个输入电压范围内仅变化10%。在短路状态下，平均功耗低于最大的软起动打嗝状态功耗的15%，这就允许有效地减少变换器中的功率元件的容量。V370kVU1V13121nF0.1pF39k1Jis1110O7pF”F阿殆IIIIFIC-12Q4470-BLi:PA1494J42PULSEENGINEERINGT1:PULSEENGINEERINGT2

40、:C0ILCaFTSi73702kPH4B402xT1PAOBi5.0：eFH21NQ152x2.2jd=,100VCOUTr-SSuF.I&VX5R.TDK3x1Ck1CkvMCtirfSD-VseOUTRoseVimBLANKGNDSS.MAXDCPGNDLT1952DELAYVrefOCCOMPISEFEFBSOUT1SFGGNDCGCS+VffiCS_SYNCTIMERLTCSOCi图1612V20A输出的总线变换器电路J-觀SO-VscOUTRoseV|NE：L蚁KLT1952GNDSSJADCPGNDDELAYVr-25VOCQOMPISEMSEFB-U3V9DUT柑15L1:P坳丁灶PULSEENGINEERING址LCAPAQTORSX7fiERAMIC,TDKT2:OOILCRAFTVUVFGGNDCGCS*V