反激式开关电源参数优化分析与实践精选课件

1、反激式开关电源参数优化分析与实践陈永真辽宁工业大学0416chenyongzhen163138416857294.1 问题的提出反激式开关电源是一种电路最简单、最容易实现的开关电源电路拓扑，然而，反激式开关电源的参数选择不合理就会导致反激式开关电源的损耗增加、效率降低。然而在设计制作时，时常会出现参数设置不合理的现象，因此需要清楚参数设置与反激式开关电源效率的关系。最终确定反激式开关电源的参数优化。4.2 不同的占空比对开关管导通损耗的影响在相同电源电压、相同输出功率条件下，开关管峰值电流与占空比的关系如下式：（4.1） 很显然，开关管的占空比的减小会导致开关管的峰值电流的增加。如图4.1。

2、图4.1 相同的平均值电流条件下开关峰值电流与占空比的关系 MODFET漏源极波形分析开关周期：5.8s；导通时间0.3 s；输出二极管导通时间小于0.6 s；整个变压器储能与释放储能的时间不到1 s；总占空比小于0.2。其余5.9 s处于休闲状态；电源电压18V；复位电压约10V图中的横坐标为占空比，纵坐标为开关管或变压器一次侧峰值电流（一占空比为1时的开关管峰值电流为单位）同样，开关管流过的电流有效值与占空比的关系如公式（4.2）或（4.3）： （4.2）（4.3）式（4.2）表达的是，开关管流过的有效值电流随占空比的减小而增加，这样在相同的开关管导通电阻的条件下，开关管的导通电阻与占空比

3、的关系如下式：通过式（4.4）可以看到，在相同的导通电阻条件下，开关管的导通损耗与占空比成反比关系，也就是说在相同的电源电压、相同的输出功率条件下占空比越低，开关损耗越大。在相同的开关管导通电阻和相同的平均值电流的条件下，不同占空比条件下的有效值与平均值的比值以及与损耗（有效值2）的相对关系如表4.1。表4.1 不同占空比条件下的有效值与平均值的比值以及与损耗的相对关系 占空比0.10.20.30.40.50.60.70.80.91.0平均值有效值/平均值3.652.582.101.831.631.491.381.291.211.151有效值2/平均值13.36.674.443.332.672

4、.221.91.671.481.331通过表4.1，可以更清楚地看懂随着占空比的减小不仅有效值增加，而且损耗增加的速度更快；由图4.1和表4.1看到占空比小于0.3以后，不仅有效值增加的速度加快，损耗的速度也更进一步的加快。当占空比为0.2时，损耗为平均值的6.67倍！为占空比为4.0时的2倍；如果占空比降低到0.1则损耗为平均值的13.3倍！为占空比0.4时的4倍！为了获得相同的平均电流值，占空比越小，付出的损耗值越高。4.3 不同的占空比对开关管参数选择的影响在相同的输入电压的条件下反激式开关电源的反冲电压与直流母线电压的关系如公式（4.5）： （4.5）可以看到，随着占空比的提高，反冲电

5、压也随之上升，反冲电压的上升会导致开关管的额定电压增加，开关管的额定电压选择由公式（4.6）决定： （4.6）式中的V为变压器漏感在开关管关断过程产生的尖峰电压，对于220Vac输入电压等级对应的尖峰电压一般取100V。如果电源电压最高值为370V，最低电压为200V，开关管的最大导通占空比为0.2、0.3、0.4、0.5、0.6对应的反冲电压分别为：50V、87、133V、200V、300V，在直流母线电压为370V条件下对应的开关管峰值电压分别为：520V、557、603V、670、770，所选择开关管的峰值电压分别为：600V、600V、650V、700V或800V、700V或800V、

6、800V。表4.2 电流临界状态下开关管的导通占空比对反冲电压、开关管峰值电压的影响 占空比0.20.30.40.50.6反冲电压5087133200300开关管峰值电压520557603670770开关管的额定电压600600650800800表4.3 不同额定电压的第三代MOSFET（IRF系列）的导通性能型号IRF740IRF840IRFBC40IRF830IRFBC30IRFBE40IRFBF40IRFBG30开关管的额定电压400V500V600V500V600V800V900V1000V开关管额定电流10A8A6.2A4.5A3.6A4.1A3.7A3.1A导通电阻0.550.81

7、.21.52.233.65.0导通电压5.5V6.4V7.446.75V7.92V12.3V13.32V15.5V很显然，随着MOSFET的额定电压的上升，导通电压会急剧增加。为了很好的反映不同额定电压下导通电阻的增加程度，可以将以上的MOSFET折算成相同的额定电流条件下的导通电阻。折算成3A状态下的导通电阻为：表4.4 将表4.2 的各MOSFET折合成3A额定电流时的导通电阻开关管的额定电压400V500V600V800V900V1000V导通电阻1.833.3753.966.146.667.75以上结果表明：如果选用常规MOSFET，很可能既是提高占空比也不会降低开关管的导通损耗。为了

8、减小开关管的导通损耗由不明显的提高开关管的开关损耗，应选择Infineon的CoolMOS，CoolMOS的C3系列是比较成熟的型号：表4.5 Infineon公司生产的CoolMOS的导通特性 型号VDSS额定电流导通电阻额定电流下的导通电压SPD02N60C3650V1.8A35.4VSPP02N80C3800V2A2.75.4VIPW90R1K2C3900V5.1A1.26.12V可以看到，CoolMOS的额定定电压的提升并没有明显的提高导通电压。为了与IRF系列具有可比性，需要将CoolMOS折算成2A额定电流下的导通电阻：表4.6 的MOSFET折合成2A额定电流时的导通特性型号VD

9、SS折合电流折合后的导通电阻折合电流下的导通电压SPD02N60C3650V2A2.75.4VSPP02N80C3800V2A2.75.4VIPW90R1K2C3900V2A3.066.12V这个结果可以看到，尽管CoolMOS的额定电压提高，导通电阻并没有明显的提高。这时通过提高占空比可以有效地降低开关管的导通损耗。公式（4.4）的计算结果与实际结果很相近。以上分析仅仅考虑开关管的导通损耗与占空比的关系。开关管的损耗不仅与导通损耗有关，还与开关损耗有关。4.4 不同的占空比对开关管开关损耗的影响在相同的开关管的开通时间和关断时间以及相同的直流母线电压条件下反激式变换器的开关损耗主要是关断损耗

10、。开关管的开关损耗可以用图4.2表示：很显然，在开关管的关断时间相同的条件下，开关管关断电流越小，所产生的关断损耗越小。也就是说开关管的占空比增加一倍，如从0.2增加到0.4。开关管的峰值电流就可以减半，开关管的关断损耗同样减半，如图4.1（b）。图4.2 开关管的关断过程图4.3 开关管的开通过程图4.3的左图为硬开关的反激式变换器的开关管漏-源极电压波形，很显然这是在电源电压下开通的。右图为准谐振状态下的开关管漏源极电压波形。开关管的开通损耗可以通过设法降低开关管开通时刻的漏源极电压减小，如果开关管在开通时刻的漏源极电压为零，则可以实现零电压开通，开通损耗为零。采用准谐振工作模式可以有效地

11、降低开关管开通时刻的电压，甚至可以将开通时刻的电压降低到零，如图4.3的右图。从以上分析可以得出尽可能的增加开关管的占空比有利于减小开关管关断损耗的结论。4.5 不同的占空比对变压器一次侧绕组损耗的影响 （4.7）或 （4.8）在相同的输出功率和对直流母线电压条件下，尽可能的增加开关管的导通占空比将有利于降低变压器一次侧绕组有效值电流，这个结论与开关管的导通损耗相一致。4.6 不同的占空比对直流母线电容器损耗的影响由上面的公式可以看到，尽可能的增加开关管的占空比有利于降低流过直流母线电容器的电流有效值。不同占空比下的直流母电容器流过的有效值电流与直流母线平均值之间的关系如表4.7。表4.7 不

12、同占空比下的直流母电容器流过的有效值电流与直流母线平均值之间的关系 占空比0.10.20.30.40.50.60.70.80.91.0有效值/平均值3.512.381.861.531.291.100.950.8160.6940.58有效值2/平均值12.35.673.442.331.671.220.900.670.480.33无论是有效值与平均值的比值，还是有效值2与平均值的比值，均随着占空比的减小而增长，有效值2与平均值的比值增长比有效值与平均值的比值增长得更快。很显然增大开关管的占空比有利于减小直流母线电容器的损耗。4.7 输出整流二极管的导通占空比对输出整流二极管导通损耗的影响输出整流器

13、的导通可分为电感电流临界型和电感电流断续型两类，不同的工作状态所产生的损耗不同。一般情况下，如我国单相交流市电输入为220V（120%），开关管的最大占空比在电源电压最低和最大输出功率时，在这个状态下可以将反激式变换器设置为电感电流临界工作状态。在高于电源电压最低值和低于最大输出功率状态下，反激式变换器将进入电感电流断续状态。4.7.1 电感电流临界工作状态表4.8 电流临界状态下，直流母线电流平均值与输出电流平均值的比值开关管占空比0.10.20.30.40.50.6直流母线电流平均值/输出电流平均值942.331.510.67直流母线电流效值/直流母线电流平均值3.652.582.101.

14、831.631.49输出电流有效值/输出电流平均值1.211.291.381.491.631.83图4.4 不同占空比条件下的开关管电流波形与输出整流器电流波形 4.7.2 电感电流断续状态电感电流断续状态下的输出整流器流过的有效值电流仍然可以应用公式（4.15），流过输出整流滤波电容器的电流有效值仍然可以应用公式（4.16）。但是电流断续状态下的反激式变换器的输出整流器的导通时间由于电感电流的断续，其导通时间将小于开关周期与开关管的导通时间的差值，也就是说在电感电流断续状态下，公式（4.12）将不再适合。因此公式（4.15）和公式（4.16）中的D将变为输出整流器的实际导通时间与开关周期的比

15、值。除了输出整流器导通占空比的变化外，电流断续状态下，输出整流器流过的有效值电流和输出滤波电容器流过的有效值与输出整流器导通占空比的关系同样可以应用公式（4.15）和公式（4.16），这两个公式所得出的结论也是同样适用的。通过上述分析可以知道：由于反激式变换器的能量传输需要通过变压器的激磁电感存储与释放储能，因此在开关管和输出整流器导通之和为开关周期或接近于开关周期时为最佳。由于变压器激磁电感电流不能连续，在整个开关周期中总会有开关管和输出整流器均不导通的状态，这种状态的出现会导致开关管的占空比的降低、输出整流器占空比的降低或两者同时降低。为了维持输出功率的不变，由于开关管、输出整流器的导通占

16、空比的下降，使得开关管、输出整流器的峰值电流上升，导致了开关管、输出整流器的在平均电流相同的条件下有效值电流的上升，进而导致开关管、输出整流器电流额定的增加和的导通损耗增加。尤其是开关管与输出整流器导通占空比之和很低状态下尤为明显。图4.5为某反激式开关电源的开关管的漏源极电压波形。图4.5 变压器激磁电感电流断续状态下的开关管漏源极电压波形图中的开关周期约为5.9s；开关管导通时间约为0.2开关管的导通占空比不到0.05；输出整流器的导通时间约为0.5s，输出整流器的导通占空比约为0.09。开关管与输出整流器的导通占空比之和还不到0.15，也就是说整个开关周期中大约有85%的时间，变换器处于

17、不工作状态。这样的状态将使得开关管、输出整流器在导通状态下的有效值电流分别为直流母线平均值电流和输出平均值电流的5.16倍和3.85倍，这个数值与临界状态下开关管导通占空比为0.4状态下的1.83和1.49分别高出3.4倍和2.35倍！所带来的损耗增加则是高出10倍和5倍以上。直流母线电容器流过的电流和输出整流器流过的电流为直流母母线电流平均值和输出电流平均值的5.06倍和3.72倍。在相同ESR条件下，损耗是直流平均值的25.7倍和13.81倍。而在电流临界状态下开关管占空比为0.4条件下，开关管、输出整流器的电流有效值电流与，开关管、输出整流器的电流平均值的比值分别为1.53和1.10，对

18、应的损耗也仅为直流平均值的2.34倍和1.21倍。两者的相差值在10倍以上！输出整流器输出的电压为开关管关断后的“平顶”电压部分也就是反冲电压或复位电压，这个电压幅值约为5V。根据反激式变换器的输入输出电压关系，可以得出电流临界状态下的占空比为0.217，同样不是一个比较合理的数值。由于开关管的导通时间过于短，致使开关管导通很差，在电源电压为18V时开关管导通状态的压降竟达到近3V！这在低压MOSFET的选择是不正常的，或者是驱动不合理所致。其栅极启动电压波形如图4.6。图4.6 图4.5的栅极电压驱动波形 如果MOSFET是标准栅极电压驱动的MOSFET，和显然能够达到8V的最低驱动电压的时间是很短的，表明由于占空比过于小而导致驱动不足。 4.8 输出整流二极管的导通占空比对变压器二次侧绕组损耗的影响4.8.1 电流临界状态公式（4.15）同样也是变压器二次侧绕组的电流有效值，公式（4.15）所得出的结论同样适用于变压器二次侧绕组，也就是随着输出整流器的导通占空比的增加，电流有效值变小。4.8.2 电流断续状态将公式（4.19）代入公式（4.15）就