射频模拟电路教学课件：第二章 射频电子系统中的放大器设计

1、第2章 射频电子系统中的放大器设计 2.1 高频小信号谐振放大器高频小信号放大器与高频功率放大器高频放大器的频带特性及其构成方法2.1.1 高频小信号放大器的基本要求高频小信号放大器工作于放大器的线性区，可用线性四端网络来等效主要性能指标1增益电压增益（放大倍数）：Av=Uo/Ui对数电压增益（dB）： 20logAv功率增益（放大倍数） ：AP=Po/Pi对数功率增益（dB）： 10logAP对数增益表示在工程上的优点2通频带与选择性通频带：保证有用信号能顺利放大三分贝带宽（半功率带宽）、1dB带宽等选择性：对其他信号有足够的抑制 矩形系数Kr0.1（20dB矩形系数） Kr0.01（40d

2、B矩形系数）3噪声系数噪声系数：放大器输入信噪比与输出信噪比之比对数表示：本质：信号通过放大器后，信噪比的恶化程度4工作稳定性在不同的温度下（如40+85），其工作点（直流偏置）会产生变化，晶体管参数、元件参数，以及放大器增益、通频带、通频带中心频率都会产生变化，即性能会变化，甚至自激振荡。51dB压缩点输出功率表示放大器输出信号功率的能力 在小信号工作条件下，管子特性可用线性参数表征1高频晶体管网络参数模型网络参数模型与物理参数模型2.1.2 高频晶体管小信号等效电路模型与参数共射组态网络模型（a）Y参数模型 （b）Y参数等效电路实质：用网络参数等效晶体管特性，内部物理过程不考虑， 即黑匣子

3、Y参数的物理意义 输出短路时的输入导纳 输入短路时的反向传输导纳 输出短路时的正向传输导纳 输入短路时的输出导纳yie、yre、yfe和yce称为晶体管共射组态的网络参数参数是频率的函数不同组态的y参数不一样Y参数的表现形式：S参数在微波频段的广泛应用2高频晶体管的物理模型 混合型等效电路把晶体管内部的复杂物理关系用集中元件R、L、C来表征，每一元件与晶体管内部发生的某一种物理过程相关联图2-2 晶体管混合型等效电路（a）NPN模型 （b）NPN混等效电路物理参数总结：基本参数： rbb（体电阻）、 rbe、 （跨导）基区宽度调制效应： rce、 rbc（可忽略不计）高频参数： Cbe（势垒+

4、扩散）、 Cbc （密勒）封装参数：封装电容、引线电感(未含在等效电路中)例如，某个高频晶体管混合型电路的参数如下：3晶体管混合型电路参数与 网络参数之间的转换Y参数可测量Y参数可由混合型电路参数转换得到 直接转换法：输出短路时，等效电路如图2-4 ，可得 ：输入短路时，类似可得 ：图2-4 混合型模型输出短路2.1.3 晶体管的高频参数频率升高时，由于晶体管物理模型中存在电容，其共射阻态的电流放大倍数 为复数：f称为晶体管共射组态的（3dB）截止频率；射频系统中晶体管经常工作于远大于f的频率范围双极晶体管电流放大倍数下降到1所对应的频率特征频率fTf 与fT 的关系图2-5 截止频率和特征频

5、率 fT 的求取：工程应用：求工作频率上的实际放大倍数：当 时， 而 故有 即电流增益小于1，但功率增益可以大于1晶体管功率增益Ap=1时的工作频率为最高振荡频率fmax：2.1.4 晶体管高频小信号单调谐回路谐振放大器是接收机中频放大电路常用形式之一各元件作用：电源滤波（去耦）；旁路电容（使功率有效传输）；隔直电容直流偏置图2-6 三级中频放大器电路图仅取其中一级来分析与计算分析假定：三级级联放大器完全相同使用同样的晶体管工作在同样的状态（即y参数相同）图中C 为隔直电容或旁路电容，满足 或 RP为并联谐振回路的谐振电阻下级放大器输入负载只考虑yie2的影响，yre2的影响忽略不计（单向化）

6、图2-7 一级中放交流等效电路及y参数等效电路（a）一级放大器的交流等效电路（b） y参数等效电路放大器指标计算1放大器的输入导纳 即放大器的输入导纳不但与yie有关，还与输出参数及yfe、yoe有关。当yre=0时，yi=yie，此时晶体管成为单向器件代表由集电级C向右看进去的回路总导纳2电压增益AV放大器的负载为yie2，yie2上的电压为 ，输入电压为 。定义放大器的电压放大倍数为：且则或 是放大器调谐回路的谐振频率 是工作频率对回路的失谐 是回路的有载品质因数 称为广义失谐 （即谐振）令归一化抑制比为高频小信号单调谐谐振放大器的归一化抑制比的表达式与简单谐振回路表达式完全一样影响放大器

7、的电压增益的因素放大器的最大电压增益仅决定于晶体管参数yfe、goe、gie2以及谐振回路的性质Q0,图2-8 折合到a、b端的等效电路定义功率增益为：3功率增益AP将网络参数等效电路的全部参数折合到a、b两端后可画成如图2-8所示电路。条件 为输入功率，Vi为输入电压有效值。 Po为作用在gie2的输出功率。谐振时：令得 AP由四项相乘得到，每一项都具有明确的物理含义，说明如下：（1）谐振时， ，此时输出回路均折合到a、b两端的等效电路如图2-8（b）所示。如认为回路损耗很小，忽略不计，则 为电流源的内阻， 为负载，匹配条件是 ， 即 ，因此 项表征的是负载与晶体管的失配程度，称为失配损耗，

8、它的最大值为1。 时， 值均小于1。（2） 表明的是回路本身的损耗，它表征回路固有损耗使功率增益AP降低的比例。回路本身损耗为零， ，此时 ，表明回路对功率增益AP无影响，一般情况下， 。 表征的是谐振回路的插入损耗。（3）当 及 ，即 时，可求得谐振状态时的最大增益 ，仅与晶体管本身的参数有关。（4） 表明失谐状态的程度对功率增益的影响。4小信号单调谐回路谐振放大器的通频带与选择性3dB通频带与简单谐振回路相同而故当晶体管选定、电路完全确定以后，放大器的带宽增益乘积是一个常数，带宽愈窄，增益愈高，反之亦然。带宽增益乘积与 成反比， 愈小，带宽增益积愈大。 最小的但这样会引起电路不稳定，必须外

9、接一定值的电容放大器的矩形系数类似于简单谐振回路例2.1 如图2-9所示单谐振回路放大器，已知晶体管的y参数， ， ， ， 。 电感线圈L1中，N12=16圈，N13=20圈；电感线圈L2中，N45=4圈，L13=1.5H，C=12pF。L13的空载品质因数Q0=100。求放大器工作中心频率f0， Avo ，2f0.707图 2-9 单谐振回路放大器 （a） （b）2.1.5 高频小信号单调谐回路谐振放大器级联1级联放大器的电压增益假定放大器有n级级联，各级电压增益的模分别为 ，则总增益Av（模）是各级增益模的乘积，即：如果多级放大器由完全相同的单级放大器组成2级联放大器的通频带与选择性根据定

10、义，如每级放大器完全相同，则级联放大器的归一化抑制比为： 总是小于1，称为级联放大器3dB带宽的缩小因子，其值与级数n的关系下：表2-1n1234567810.640.510.430.380.350.320.30表2-2 矩形系数与级数的关系 n12345678K0.19.954.73.753.43.23.13.02.942.562.1.7 高频小信号调谐放大器的稳定性1放大器稳定性分析 高频小信号谐振放大器的工作稳定性是重要指标之一 第二项表示由反向传输导纳yre引入的输出回路对输入回路的影响，因此是一种“反馈”图2-10 高频小信号双调谐回路谐振放大器的电原理图及y参数等效电路图 （b）定

11、义：设gF可能为负的，即负电导，yF中的虚部仅引起谐振频率偏移，但负电导如抵消正电导（gs+gie），则可以产生自激振荡。显然，振荡的临界条件为：虚部等于零，决定振荡的频率式中：式中：另一项，因为 所以有：式中反映的是输出回路参数，因此有：L是输出回路的电感，C是输出回路的总电容。图2-11 高频小信号放大器输入电路及gF与频率的关系曲线（a） （b） （c）为使分析问题简单，设输入、输出回路相同，即故故自激振荡的条件可变成：令， Ks称为稳定性系数。Ks=1是放大器稳定的临界状态； ，放大器是稳定的； ，放大器是不稳定的。在高频电路里，为保证放大器稳定，选Ks=510。设 则有当工作频率 C

12、re称为反馈电容输入、输出回路都是部分接入的， 将 代入上式，又设g1=g2=g，则可得：稳定性系数Ks是与放大器的电压增益相关联的。晶体管选定后（即 和Cre给定），工作频率确定，Ks确定，此条件下的电压增益Avo就被限定了。增益太高，会引起电路稳定性恶化。考虑到分布参数的影响，稳定条件下的最大增益还会进一步下降。【例2.2】 设计调幅收音机的中频放大器，中心频率f0=465kHz，要求失谐在21kHz， ，电压增益Aov=60dB，设回路空载品质因数Q0=100。2提高放大器稳定性的措施为保证放大器的稳定，增益不能太高，为保证稳定的高增益，应选 大且Cre小的晶体管。另一个办法是在晶体管选

13、定后在电路上采取措施，抵消yre的影响。（1）中和法晶体管的内部反馈主要是通过Cbc及Cbb之间的耦合形成的，称为内部反馈。因此，可在晶体管外部加上一个反馈电路，其反馈产生的电流的大小与内部反馈的数值相等但方向相反，图2-12中的CN即是外回的反馈电容，称为中和电容，调节CN的大小，使II，则反馈到输入端的电流为零，此条件即是电桥平衡条件（如图2-12（b）所示）。图2-12 谐振回路的中和电路 （a） （b）只能在一个频率点上做到，有局限性（2）失配法信号源内阻与负载不相等称为失配状态。假如负载导纳yL很大，放大器处于失配状态，此时有：即后一项分母远大于分子而变得很小，可以忽略不计。当然，由

14、于失配，放大器的增益大大下降。放大器的Yiyie，可近似认为晶体管为单向器件，所以这种办法又称为单向化。用失配实现晶体管单向化的方案很多，其中共射共基极联电路是广泛使用的方法（如图2-13所示）。共基阻态的输入导纳是前级共射阻态放大器的负载，共基阻态的输入导纳是很大的，将引起失配。共基阻态的输出阻抗很高，可直接与谐振回路相连。由于使用了双管，两管总的增益比单级共射阻态放大器的增益略高。图2-13 共射共基极联电路 （a） （b）2.2 高频谐振功率放大器功放的作用：无线电发送设备中，为了保证足够远的传输距离，发射机送到天线的功率要足够大高频功放与低频功放的共性：要求输出功率大，效率高；工作在高

15、电压、大电流状态，必须保证器件的安全工作功放特点：大功率晶体管必须安装散热片，有的散热片还必须水冷或风冷；设计电路时还必须考虑保护电路，如过热保护、过压过流保护、失配保护等。功率放大器晶体管的工作区域图2-14 功率放大器晶体管的工作区域 功放分类：1、按功率量级 几毫瓦，几百瓦、上千瓦，甚至兆瓦量级。2、按位置 缓冲放大（隔离放大）、中间放大、推挽放大、末级功率放大；3、按带宽 窄带功放：谐振功放与高频小信号调谐放大器一样，其负载是谐振回路选频网络； 宽带功放：需设计宽带匹配网络，4、按工作方式 甲类功放：理想效率为50%，但由于晶体管饱和 压降影响，实际集电极效率只有35%左右；线性效率为

16、25； 乙类功放：低频功率放大器可工作在乙类推挽，理想效率为78%，实际效率为60%左右，远高于甲类；对阻性负载，为防止非线性失真，必须推挽；为防止交越失真，实际上工作在甲乙类推挽 丙类功放：高频功放可工作于丙类，效率为7090 %； 丁类、戊类：效率可达90以上4、按器件类型 固态器件（半导体）：几百瓦，合成上千瓦 电真空器件（行波管、速调管、磁控管等）：几百几十千瓦功率放大器的主要技术指标： 功率 效率 增益 非线性失真（谐波、杂散波） 工作安全性分析方法 精确分析：求解非线性（大信号）微分方程（高频电抗及载流子渡越时间）很困难； 近似分析：设f工作0.5f ，静态特性有效，可用图解法（折

17、线近似分析法）求解2.2.1 高频谐振功率放大器的基本工作原理假设晶体管工作于“低”频工作区，即f0.5f。一、电路示例1、等效电路 CA：天线对地的等效电容； Ra：等效辐射损耗电阻； rr ：电感线圈L的损耗电阻； be：加到晶体管基极与发射极之间的总电压； ce ：集电极与发射极之间的总电压； b：信号源电压； VBB：基极直流电压，又称为偏置电压； VCC：集电极的直流电压。图2-16 高频谐振功率放大器原理电路图 （a） （b） （c）设回路有载品质因数 ，利用串并联互换的关系，把rA折合到电感支路中去（图c），这样rerr+rA。这是典型的并联谐振回路。显然 ，谐振电阻2、效率定性

18、分析谐振功放工作状态：丙类（由基极回路合适的偏置电压VBB保证）放大器工作状态如图2-17所示（甲、乙、丙）。 VBZ：导通电压，它是转移特性直线化后与横轴的交点。硅NPN晶体管VBZ0.7V左右。 丙类：VBBVBZ，放大器没有显著的电流。 对硅NPN 管，VBB0.7V时工作在丙类，故VBB可正可负。 丙类的集电极效率高这一主要优点出现的原因：晶体管仅在部分时间内有电流流通，大部分时间内无集电极电流；集电极耗散功率等于集电极电压与集电极电流之乘积，因而大部分时间无集电极耗散功率。图2-17 VBB设置与工作状态乙类、丙类放大需要较大的输入信号由能量守恒关系，电源提供的功率Pdc，等于输出的

19、交流功率P0与集电极耗散功率Pc之和，即有 功率关系：定义集电极效率为：故当c从20%（甲类）提高到75%（丙类），则P0增大了12倍。可见，效率是功率放大器的生命线。二、工作原理分析1、集电极电流波形分析 设单音激励电压 输入回路电压（VBB含正负号） 输出回路方程 式中c是谐振回路两端的电压，电压的极性如图2-16（b）所示（正端接地，负端在集电极上） 用作图的方法可作出电流的波形，如图2-18所示图2-18 谐功放的激励电压与集电极电流 ic达最大电流icmax 可见：当be的电压大于VBZ时才有显著的电流；当 时， ic达最大电流icmax这个电流是周期的电流脉冲；周期与输入信号的周期

20、是相同；用傅立叶分析，可分解成无数多个正弦波之和谐振回路调谐在（输信号频率）上，则谐振回路对呈现阻抗RP，对2，3，可近似认为短路（阻抗近似为零），故：结论：由于谐振回路的选频作用，集电极的交流输出电压仍是与输入电压相同的正弦波，但相位相反。即高频谐振功率放大器虽然工作在丙类（管子存在严重的非线性失真），但是对于正弦信号完全可以放大证明：高频电路工程实践中，一般地 即 ，那么 更满足 (n=2，3，)，这样： 将 代入上式得到假设QL=10，则：n=2 3 4 5 0.0375 0.0267 0.0208 由此证明，对于高次谐波呈现的阻抗 ，近似认为短路的假设是成立的 2、放大器各点信号波形

21、图2-19 高频谐振功 放信号电流电压波形由图可见：谐振功放集电极输出电压波形ce包含直流分量与交流分量，其交流分量与b波形一样，但相位相差。3、功率关系交流功率为电源输入的直流功率（平均功率）为波形系数：电压利用率 永小于12.2.2 高频谐振功率放大器折线近似分析法一、折线近似分析法 晶体管实际的静态输出特性、转移特性、输入特性要用解析式表示是不可能的，只有用理想化曲线来代替实际特性曲线后才有可能： 最简单、直观的办法是用折线来代替实际特性曲线 图2-20所示就是用折线来代替（近似）实际曲线后的转移特性和输出特性； 由图可见，输出特性被gcr（临界饱和线）和横坐标分成三部分：饱和区、放大区

22、和截止区； 转移特性成了双折线图2-20 特性曲线折线化 二、参数求取1、导通角 加入余弦输入激励电压 输入回路方程输出回路方程ic的表达式定义一个周期内导通角度的1/2为导通角c（见图2-20）。 由如图所示的几何关系，得出：VBB包含正负号，即（VBZVBB）就是图2-20中的VBZVBB的长度代入ic表达式得 （282）2、余弦电流脉冲分解当t=0时有故 （283）这就是以c、icmax为自变量的ic的表达式，实际上是如图2-20所示尖顶余弦电流脉冲的数学表达式，该脉冲电流可用傅里叶级数展开：式中电流分解系数电流分解系数一般情况下电流分解系数 、 、 等是c的函数，称为尖顶余弦电流分解系

23、数，仅由c决定c与n的对应值关系如图2-21或附录中的数值表所示。结论：Icn只与icmax及 有关，而icmax与gc、Vb及c有关。若Rp已知，可计算Po， ，据此可近似设计功放，最后经试验调整 、 图2-21 尖顶余弦电流分解系数 三、讨论1、尖顶余弦电流分解系数仅与c有关；2、尖顶余弦电流分解系数是波动曲线； 及基波分量波形系数 是单调的，且 但在c=0180范围内，总有一个c值使某个 n(c)达到最大值；3、对放大器，关心的是1(c)（即Po）、 、 当c=180时为甲类， 1、0相等，为0.5，g1=1，Po不是最大，Pdc最大， 为最低；甲类 ，故 ；2、3低至0，说明无失真输出

24、当c=120时， 1=0.536为最大，输出功率最大，二次、三次失真小（甲乙类），效率较高（ 0 0.5）； 当c=90时，输出与甲类一样较大，效率高；但二次失真大，无三次失真；1=0.5为较大值，00.5，故 ；当 故作为放大器，c=70左右，可取得效率和输出功率的折中，而谐波失真靠滤波器来滤除。4、对二倍器，要求2最大，故c=65 70；5、对三倍器，要求3最大，故c=40 50；6、 二、三倍频有增益；高次倍频用得少。2.2.3 高频谐振功率放大器的动态特性静态特性：保证ce不变，当be变化时， 的特性称为静态转移特性。be不变，当ce变化时， 称为静态输出特性。ce不变， 称为静态输入

25、特性。负载特性：考虑负载反作用后，输入信号随时间变化时，工作点移动的轨迹称为放大器的负载特性，又称为负载线；动态特性：当某些参数变化时，负载线的位置与斜率大小都会发生变化，这种特性称为动态特性；考虑实际电路中负载的影响后，静态特性的上述条件不能保证，当输入激励信号随时间而变化时，所有参数都随之变化，这就是动态特性。1负载特性负载特性是当VCC、VBB、Vb保持不变时，谐振回路的谐振电阻RP（等效负载）变化时，负载线的变化情况。（1）负载线的求法 解析法：静态特性折线化近似后用解析法求出（斜截法） 作图法：在晶体管实际的静态特性上用两点法画出可以证明，实际的负载线不是直线，但折线近似后求得的负载

26、线是直线。解析法：输入、输出回路方程：从上两式中消去cost可得：折线近似后的转移特性：上式为截距式直线方程，式中截距为：斜率 为负值，即 。负载线的作法如下：在输出静态特性的横坐标上取载距Vo，过Vo作直线，直线的斜率为 ，负载线与参数 对应的输出特性 相交于A点（如图2-22所示）。图2-22 高频谐功放的负载线（临界或欠压） 两点法首先求虚拟工作点Q：Q为转移特性中斜率为gc折线的延长线与VBB坐标位置相交的点。从几何关系上易求得此时 ， ， ，IQ实际并不存在，称为虚拟工作点电流。Q点位置为：求负载线的另一点（最大输入）。令t=0，此时 ， ， 找到此点A，连接AQ，AQ与Vce横坐标

27、相交于Vo（即截距），AVo即是负载线的一段。在转移特性图上同时画出输入信号 的波形图，则可以逐点作出ic的波形图，也可画出ce的波形图（如图2-22所示）。负载线的斜率：令 ，则 ，从而式中： 仅为c的函数，列出几个典型值如表2-3所示表2-3 的典型值 结论： 1、甲类工作时c=180，此时 ， 与低频放大器负载线的斜率公式是一致的； 2、 当c偏离180，即非甲类工作时，负载线的斜率变化； 3、动态阻抗 c1801209070604010.8050.50.2880.1960.066负载特性： RP变化时负载线如何变化当VCC、VBB、Vb不变时，虚拟工作点位置不变， 也是不变的，负载线与

28、 的交点的高度 基本不变，而且 也不变，即c不变， 也不变， 不变。当RP增加时，Vcm=Ic1RP也增加，负载线的斜率 减小（如图2-23所示）。 负载线与bemax线依次的交点分别为A1、A2、A3。A2是bemax线与临界饱和线的交点。A3落在饱和区，是bemax延长线与负载线的交点。负载延长线与临界饱和线的交点为A4。 图2-23 负载变化与负载线变化关系 欠压工作状态：A1A2，恒流源区临界工作状态：A2过压工作状态：A2A3可得如图2-24所示的变化趋势结论：（1）当RP变化时，负载线的斜率发生变化，RP增加， 下降。RP较小时，谐功放工作在欠压状态，Ic1 和Ic2保持基本不变，

29、这个区间称为恒流源工作状态。此时电流是尖顶余弦电流脉冲， 随 RP增加，当到达临界工作状态时，达到最大功率。图2-24 RP对工作状态的影响 （2）RP进一步增加，电流波形出现凹坑，这种工作状态称为过压状态。由于出现凹坑，Ic1和Ic2分量下降，凹坑愈深，Ic1和Ic0分量愈小。Vcm=RPIc1 基本不变（RP不断增加），因此过压状态又称为恒压源状态，此时 下降。（3）临界状态P0最大，c较高，是最佳工作状态,工程上设计在在弱欠压状态， P0较大，c较高。（4）欠压状态及临界状态，负载线为双折线，过压状态的负载线为三折线。2调制特性（1）VCC的影响（集电极调制特性） 设VBB、Vb、RP不

30、变，仅VCC变化，此时负载线的一条交线 不变。从欠压到临界， icmax基本不变；且 ， 与VCC无关，c也不变（实际上c略有变化，因为转移特性在ce变化时是一簇特性）。因此Ic1、Ic0基本不变； 也不变（即负在线斜率基本不变）。进入过压状态后，电流波形出现凹坑（用c表示的电流波形分解系数失效， 的关系不再成立，此时负载线的斜率不再遵循上式），VCC越小，凹坑越深，Ic1、Ic0下降越多。图2-25 VCC对负载线的影响 VCC减小时，从欠压到临界，再到过压的整个过程如图2-25所示。VCC对工作状态的影响如图2-26所示。在过压区，Ic1随VCC的增加而增加，而 ，RP不变，因此Vcm在过

31、压区与VCC的关系基本上是线性的。这种特性可用于振幅调制电路，让Vcm与调制信号成线性关系。如图2-27所示的电路可实现振幅调制。调制信号电压与集电极电压VCC0串接，设过压区的Vcm 与VCC之间成线性关系，获得最大调幅指数的VCC0应选为VCC 2 ，VCC是高频谐功放工作于临界工作点时对应的集电极电压。如令=Vmcost，Vm=VCC0，得到的高频输出波形如图2-27（c）所示。图2-26 VCC对工作状态的影响 图2-27 集电极调幅 集电极调幅的优点是所需载波功率小；缺点是需要调制信号源提供较大的功率。（2）VBB的影响设VCC、Vb、RP不变，仅VBB变化，此时负载线的一条交线Vb

32、emax=VBB+Vb在变化。从欠压到临界的过程中，VBB增加，Vbemax也增加，因此icmax也增加，电流不出现凹坑；而VBB增加，同时c增加， cosc=（VBZVBB）/Vb则下降。 增加，tan下降，也下降即负载线斜率减小）。另外， VBB增加，虚拟工作点上升（负的虚拟工作电流 下降）。故从欠压到临界状态，Ic1、Ic0随VBB增加而增加。 因为 ， ，Pdc=VCCIc0，所以Vcm、P0、Pdc与Ic1、Ic0的变化趋势一样。在欠压状态下，RP不变，Ic1线性增加，Vcm与VBB基本成线性关系，利用这种特性，可用于振幅调制。调制电路及特性如图2-30所示。基极调幅的优点在于不要求

33、载波和调制源提供大的功率。VBB进一步增加，可到达过压工作状态过压工作状态下，电流出现凹坑， Ic1、Ic0应减小,但Vbemax随VBB的增大而增大，因此icmax也增加；所以Ic1、Ic0基本不变。 因为 ， ，Pdc=VCCIc0，所以Vcm、P0、Pdc与Ic1、Ic0一样基本不变。负载线随VBB变化的情况如图2-28所示。VBB对工作状态的影响如图2-29所示。图2-28 VBB对负载情况的影响 图2-29 VBB对工作状态的影响 图2-30 基极调幅 3放大特性VCC、VBB、RP不变，当输入信号的振幅Vb变化时对工作状态的影响Vb增大产生的效果与VBB增加是一致的：从欠压到临界的

34、过程中Vb增加，Vbemax=VBB+Vb增加， 减小，c增大， 增大， 减小，减小（负载线斜率减小）。但Vb变化时，IQ不变（虚拟工作点不变）在欠压状态下，RP不变，Ic1线性增加，Vcm与Vb基本成线性关系，这就是放大特性。Vb进一步增加，可到达过压工作状态过压工作状态下，电流出现凹坑，Ic1、Ic0基本不变，Vcm、P0、Pdc与Ic1、Ic0一样基本不变。图2-31 Vb对负载线及工作状态的影响 Vb3 Vb2 Vb12.2.4 高频谐振功率放大器的馈电线路丙类放大器的偏置原则： 集电极合适的工作电压 基极合适的偏置 负载是谐振回路（基波谐振阻抗） 外电路对直流近似短路（功耗小） 外电

35、路对谐波近似短路（失真小）1集电极馈电线路（1）串馈 电源、谐振回路、晶体管三者串联。晶体管共射组态，电源的（+）（）端中的任意一端必须接地（参考端），即与发射极相连。 串馈接法如图2-32所示。图2-32 集电极串馈电路 电源是公用的，电源必须通过去耦网络馈电去耦网络由型网络构成去耦用的电感是大电感，称为射频扼流圈（RFC）。射频扼流圈理论上对直流短路，交流开路。实际工程中要保证：旁路电容C理论上为 ，实际只要保证上式满足就行了。串馈缺点： 谐振电容处于高电位，调试时不安全； 谐振回路不直接接地， 易受C性能影响 （2）并馈电源、谐振回路、晶体管三者并联。并馈电路如图2-33所示。并馈电路去

36、藕原则与串馈类似并馈优点： 谐振电容一端处于地电位，调试时可可避免串馈的安全问题（电子管高压可达上千伏）并馈缺点：多用一个大功率RFC（大电流）， 谐振回路易受其性能影响 高频谐功放集电极并馈与串馈电路形式不一样，但折线近似分析法二者都适用。因为对交流而言， ；对直流而言，Vce=VCC，所以不论内回路还是外回路都满足方程 。 图2-33 集电极并馈 2基极馈电线路基极馈电类似于集电极馈电，分为串馈与并馈，都满足方程 ，折线近似分析法都适用。（1）串馈电源、交流信号源（变压器、谐振回路）、晶体管三者串联（如图2-34左图所示）；（2）并馈电源、交流信号源（变压器、谐振回路） 、晶体管三者并联（

37、如图2-34右图所示） 。图2-34 基极馈电线路 （3）为使谐振功放工作于丙类，基极偏置电压一般要加上负电压（需要双电源）。可采用自给偏压由单电源供电（如图2-35所示）。它由串接在发射极回路或基极回路的低通网络（RC并联回路）构成。低通网络两端的电压为Ie0Re或Ib0Rb。它们相对于基极是负的直流电压，这就是自给偏置电压。由于 ，为形成同样的偏置电压，需要 。自给偏压网络是一种直流负反馈网络，可稳定输出电压振幅值。图2-35 基极自给偏压 （4）中小功率高频谐功放常应用“零”偏压或略微正电压偏置，以减小对输入激励电压Vb的要求。图2-36就是“零”偏置电压及略微正电压偏置（小于VBZ）电

38、路图。基极回路必须形成直流通路，为保证晶体管正常工作，一定有单方向流动的基极电流，图2-36 （a）中的RFC是必须有的。图2-36 “零”偏置电压和略微正电压偏置电路图 2.2.5 高频谐振功率放大器的输出匹配网络与级间匹配网络匹配电路的作用： 阻抗变换：使实际负载RL变成丙类最佳工作状态所需的谐振阻抗Rp 选频滤波：选出基波，滤除杂散（谐波等）匹配电路的指标： 中介回路效率（品质因数、损耗等）： 其值越接近1越好； 滤波度：选频网络滤去Icn（对高次谐波呈现短路）的能力（其值越大越好） ：图2-37 高频谐功放的输出匹配网络 1输出匹配网络输出匹配网络的作用： 末级输出匹配网络的负载是天线

39、，为了保证通信距离，天线应该辐射尽可能大的功率。输出匹配网络的调整是保证有效辐射功率的关键。输出匹配网络的形式： 简单输出网络工程上很少使用，常用的是复合输出匹配网络，主要如图1-38所示几种：互感耦合复合输出匹配电路、电感、电容部分接入回路、 型输出匹配电路、T输出匹配电路等。几种基本电路电终都可以等效成图1-38（e）所示的并联谐振回路。图2-38 复合输出匹配网络（a）复合匹配 ：变压器耦合部分接入初次级谐 （b）部分接入（c） （d）T （e）等效电路 （1）互感耦合复合输出匹配电路 天线回路调谐成串联谐振状态，因此反映到初级回路的反映电阻为（忽略次级损耗r2）：改变M就改变了RP的值，而 可见： 调节初级接入系数p值及次级M值都可以调节 RP值（临界状态所需的集电极最佳值）； 谐振时仅含基波电流；式中可见： ，如图2-39所示。此时回路附加损耗低，但滤波度差（ ） ； 公式中令RP=