毕业论文脉宽调制移相全桥变换器设计说明

1、PAGE11 / NUMPAGES69本科毕业设计（论文）脉宽调制移相全桥变换器设计摘要本论文研究了一种新型的ZVZCS PWM DC/DC全桥变换器。该变换器以全桥变换器为主电路，来实现超前桥臂的零电压开关以与滞后桥臂的零电流开关。控制电路以UC3875为主要控制芯片，来实现移相控制方式，并最终达到软开关目的。该变换器的输入电压为450V直流,输出电压为24V直流。本文通过对ZVZCS移相全桥DC/DC变换器的分析研究，改进了传统的主电路拓扑，优化了电路系统参数，完善了电路控制方案，通过理论分析与模拟仿真，设计并制作了改变换器的试验样机，并验证了其工作原理和性能特点。论文以全桥变换器作为主电

2、路拓扑。全桥电路拓扑结构简单，控制容易，广泛应用于高质量要求与大功率场合。众所周知，功率密度的提高意味着开关频率的提高，随之而来的是开关管的损耗，这便要求在工作工程中能够实现开关管的软开关。论文在传统通过在变压器副边加入一个电容Cc和两个二极管Dc，Dh组成的简单辅助电路，使得超前桥臂实现了ZVS,滞后桥臂实现了ZCS，而且对副边整流桥进行钳位，降低了开关管的开关损耗和电路中的环流损耗，从而大大提高了变换器的工作效率。为了使该变换器具有良好的稳态性能，变换器采用电压闭环控制。并通过UC3875芯片实现了输出过电流保护和输入欠电压保护。论文通过理论分析，设计了该变换器的主电路拓扑，控制电路，保护

3、电路与反馈电路的各项参数，最终对该变换器通过PSIM软件进行模拟仿真，并给出了实验结果。关键词DC/DC变换器；移相全桥；软开关；谐振；AbstractThis paper studied a new kind of ZVZCS PWM DC/DC full bridge converter. The converter is given priority to with full bridge converter circuit, to realize the advanced bridge arm zero voltage switch and zero current switch la

4、g bridge arm. Control circuit UC3875 as the main control chip, to achieve phase-shifting control mode, and ultimately achieve soft switch. The converter input voltage is 450 VDC, the output voltage is 24 VDC. This article through to the ZVZCS phase-shift full bridge DC/DC converter of analysis and r

5、esearch, improved the traditional main circuit topology, circuit system parameter was optimized and improved the circuit control system, through the theoretical analysis and simulation, the design and construction of the converter instead of experimental prototype, and verify its working principle a

6、nd performance characteristics.Papers to the full bridge converter as the main circuit topology. The whole bridge circuit topology structure is simple, easy control, are widely used in high quality requirement and high power occasion. As is known to all, the improvement of power density means the im

7、provement of switching frequency, followed by the wastage of the switch tube, this requirement can be achieved in the engineering work of the switch tube soft switch. Papers in traditional by joining at the edge of the transformer, vice a Dc capacitor Cc and two diodes, Dh consisting of a simple aux

8、iliary circuit, makes the bridge arm realizes ZVS in advance, the lag bridge arm realized ZCS, and vice side of rectifier bridge for clamping, reduce the loss of the switch of the switch tube and circulation loss in the circuit, thus greatly improving the work efficiency of the converterIn order to

9、make the converter have a good steady-state performance, voltage converter adopts closed loop control. And through U3875 chip to achieve the output over current protection and input under voltage protection .Based on theoretical analysis, this paper designs the main circuit of the converter topology

10、, control circuit, protection circuit and feedback circuit parameters, finally using the psim simulation to the converter, and gave the experimental results.Key wordsDC/DC converter; Phase-shift full bridge; zero-voltage switching; ZCS; Soft switch; Resonance; UC3875 chip目录 TOC o 1-3 h z u HYPERLINK

11、 l _Toc422309345 摘要 PAGEREF _Toc422309345 h III HYPERLINK l _Toc422309346 Abstract PAGEREF _Toc422309346 h III HYPERLINK l _Toc422309347 第1章绪论 PAGEREF _Toc422309347 h 3 HYPERLINK l _Toc422309348 1.1课题背景与意义 PAGEREF _Toc422309348 h 3 HYPERLINK l _Toc422309349 1.2国外DC/DC变换器技术的发展历程 PAGEREF _Toc422309349

12、 h 3 HYPERLINK l _Toc422309350 1.3课题方案选择与设计 PAGEREF _Toc422309350 h 3 HYPERLINK l _Toc422309351 1.3.1主电路拓扑的选择 PAGEREF _Toc422309351 h 3 HYPERLINK l _Toc422309352 1.3.2控制方式的选择 PAGEREF _Toc422309352 h 3 HYPERLINK l _Toc422309353 1.4课题的主要研究工作 PAGEREF _Toc422309353 h 3 HYPERLINK l _Toc422309354 第2章移相全桥Z

13、VZCS变换器 PAGEREF _Toc422309354 h 3 HYPERLINK l _Toc422309355 2.1常规全桥电路工作分析 PAGEREF _Toc422309355 h 3 HYPERLINK l _Toc422309356 2.2ZVZCS变换器工作特点与变换器性能分析 PAGEREF _Toc422309356 h 3 HYPERLINK l _Toc422309357 2.2.1主电路拓扑 PAGEREF _Toc422309357 h 3 HYPERLINK l _Toc422309358 2.2.2工作状态分析 PAGEREF _Toc422309358 h

14、 3 HYPERLINK l _Toc422309359 2.3变换器软开关实现的条件 PAGEREF _Toc422309359 h 3 HYPERLINK l _Toc422309360 第3章电路参数设计 PAGEREF _Toc422309360 h 3 HYPERLINK l _Toc422309361 3.1主电路拓扑设计 PAGEREF _Toc422309361 h 3 HYPERLINK l _Toc422309362 3.1.1逆变全桥部分 PAGEREF _Toc422309362 h 3 HYPERLINK l _Toc422309363 3.1.2输入电感大小 PAG

15、EREF _Toc422309363 h 3 HYPERLINK l _Toc422309364 3.1.3变压器隔离部分 PAGEREF _Toc422309364 h 3 HYPERLINK l _Toc422309365 3.1.4整流桥部分 PAGEREF _Toc422309365 h 3 HYPERLINK l _Toc422309366 3.1.5输出滤波电感的选取 PAGEREF _Toc422309366 h 3 HYPERLINK l _Toc422309367 3.1.6输出滤波电容的选取 PAGEREF _Toc422309367 h 3 HYPERLINK l _To

16、c422309368 3.2辅助电路拓扑设计 PAGEREF _Toc422309368 h 3 HYPERLINK l _Toc422309369 3.2.1钳位电容的选取 PAGEREF _Toc422309369 h 3 HYPERLINK l _Toc422309370 3.2.2二极管DcDh选择 PAGEREF _Toc422309370 h 3 HYPERLINK l _Toc422309371 3.3控制电路分析 PAGEREF _Toc422309371 h 3 HYPERLINK l _Toc422309372 3.4检测电路 PAGEREF _Toc422309372 h

17、 3 HYPERLINK l _Toc422309373 3.4.1电流检测电路 PAGEREF _Toc422309373 h 3 HYPERLINK l _Toc422309374 3.4.2电压检测电路 PAGEREF _Toc422309374 h 3 HYPERLINK l _Toc422309375 第4章电路仿真与分析 PAGEREF _Toc422309375 h 3 HYPERLINK l _Toc422309376 4.1PSIM9.0简介 PAGEREF _Toc422309376 h 3 HYPERLINK l _Toc422309377 4.2仿真模型的建立 PAGE

18、REF _Toc422309377 h 3 HYPERLINK l _Toc422309378 4.2.1主电路模型建立 PAGEREF _Toc422309378 h 3 HYPERLINK l _Toc422309379 4.2.2移相PWM脉冲的生成 PAGEREF _Toc422309379 h 3 HYPERLINK l _Toc422309380 4.2.3反馈电路构成闭环 PAGEREF _Toc422309380 h 3 HYPERLINK l _Toc422309381 4.3仿真结果与其分析 PAGEREF _Toc422309381 h 3 HYPERLINK l _To

19、c422309382 4.3.1电路各工作模式仿真 PAGEREF _Toc422309382 h 3 HYPERLINK l _Toc422309383 4.3.2超前桥臂零电压开关的实现 PAGEREF _Toc422309383 h 3 HYPERLINK l _Toc422309384 4.3.3滞后桥臂零电流开关的实现 PAGEREF _Toc422309384 h 3 HYPERLINK l _Toc422309385 4.4系统整体分析 PAGEREF _Toc422309385 h 3 HYPERLINK l _Toc422309386 结论 PAGEREF _Toc42230

20、9386 h 3 HYPERLINK l _Toc422309387 致 PAGEREF _Toc422309387 h 3 HYPERLINK l _Toc422309388 参考文献 PAGEREF _Toc422309388 h 3 HYPERLINK l _Toc422309389 附录1 PAGEREF _Toc422309389 h 3 HYPERLINK l _Toc422309390 附录2 PAGEREF _Toc422309390 h 3第1章绪论1.1课题背景与意义直流-直流变换器(DC/DC)变换器作为电力电子电能变换技术的一个重要研究方向,越来越受到世界各国的重视。它

21、可以将输入的直流电压经过高频逆变后，再通过整流和滤波环节，转换成所需要的直流电压。DC/DC变换器广泛应用于远程与数据通讯、计算机、办公自动化设备、工业仪器仪表、军事、航天等领域，涉与到国民经济的各行各业。随着开关电源技术的日益发展，实际生产生活对直流变换器的要求也越来越高。这便要求变化器拥有较高的效率和较大的功率密度。高频化是开关电源技术的重要发展方向之一。大功率场效应管（MOS管）和功率绝缘栅晶体管（IGBT管）在功率场合中的广泛应用，使开关电源的工作频率越来越高，但是由于功率器件的开关损耗与其开关频率成正比，即开关频率越高，开关损耗就越大，电路效率也会越低，并且随着开关频率的提高，电路中

22、的di/dt和dv/dt也会越来越高，由此电路所产生的电磁干扰也会越来越强，最终会影响系统控制和驱动的稳定性，因此我们必须想办法减小开关损耗，软开关技术因此孕育而生。由于移相全桥ZVZCS变换器能够实现超前臂的零电压开关和滞后臂的零电流开关,可以减小功率损耗,从而发展成为功率DC/DC变换器的主流。ZVZCS方案可以解决传统变换器方案的故有缺陷，即可以大幅度降低电路部的循环能量，提高变换器效率，减小副边占空比丢失，提高最大占空比，而且其最大软开关围不受输入电压和负载的影响。本论文正是针对如何有效提高直流变换器开关管效率这一背景提出来的。1.2国外DC/DC变换器技术的发展历程在大容量化和高频化

23、方面，国外对DC/DC变换器的研究均取得了喜的发展。DC/DC变换器中软开关技术的普遍应用，已经逐渐取代传统的硬开关技术。最初的软开关技术是在电路中增加有源或无源的缓冲网络，然后出现了谐振软开关变换器，既包括传统的串联谐振变换器(SRC)和并联谐振变换器(PRC)，又有准谐振变换器(QRC)和多谐振变换器(MRC)。准谐振变换器出现在上世纪80年代中期，包括零电流开关准谐振(ZCS QRC)和零电压开关准谐振(ZVS QRC)。这两种电路虽然能使主开关管在零电压或零电流下导通和关断，但却需要采用频率调制技术，给实际应用造成较大不便，并且开关管的电流或电压应力较大为了消除因频率调制而造成的不便，

24、IvoBarbi在上世纪90年代提出了ZCS-PWM和ZVS-PWM变换器概念。ZVSPWM和ZCSPWM变换器是PWM电路与QRC的结合，在基本的ZVS和ZCS电路中增加了一个辅助开关。该辅助开关一方面以通过谐振来为主功率管创造零电压或零电流开关的条件，另一方面还可以阻断谐振过程，在这段时间中让主功率开关管按PWM方式工作。因此，ZCS-PWM和ZVS-PWM变换器既有软开关的特点，又有PWM恒频占空比调节的特点。但上述多种软开关变换器均存在以下欠缺：由于开关管的电流或电压应力过大，而造成电路损耗的增加；谐振电感和电容因为应力的增大而造成变换器体积的增大；谐振电感串联在主功率回路中会导致环流

25、变大进而增加了整体损耗，此外，软开关的工作条件还极依赖输入电压和输出负载的变化，因此电路也很难在一个较宽的围实现软开关。为了解决以上问题，G. C. Hua在90年代提出了零电压转换(ZVT)和零电流转换(ZCT)的概念。其基本思想是将辅助谐振网络从主功率通路中移开，与主功率开关管相并联。在功率器件变换的一段很短的时间见间隔，使辅助谐振网络工作，为主功率开关管创造ZVS或ZCS软开关条件。转换过程结束后，电路返回常规PWM工作进程，因此，环流能量相对于谐振电路即可保持在较小的数值，而且软开关动作的实现没有受到输入电压和输出负载变化的影响。当代的谐振技术已经取得了较大发展，其中ZVS和ZCS技术

26、广泛应用于中功率变换，而零转换技术则适用于大功率变换场合。ZVZCS的中心思想就是将PWM控制技术与谐振变换器结合起来，来实现功率开关管的软开关，是直流直流变换器技术发展的重要方向之一。1.3课题方案选择与设计1.3.1主电路拓扑的选择在大中功率场合，一般采用全桥变换器；本论文所研究的DC/DC变换器是将输入直流电压450V变换成24V直流低电压，输入输出差别相对较大，故采用带有变压器隔离的DC/DC电路；DC/DC全桥变化电路分为电压型和电流型两类电路，器代表分别为BUCK电路和BOOST电路。BUCK电路结构简单，控制方便，BOOST电路的电感位于输入侧，可用于功率因数校正电路。综上，本论

27、文采用的是带有隔离变压器的BUCK型DC/DC变换器。1.3.2控制方式的选择本变换器采用移相全桥脉宽调制技术。移相PWM控制技术是近几年广泛应用于功率全桥变换器中的一种技术，这种技术实际上是谐振技术与PWM技术的结合。移相全桥软开关电路不仅降低了电路的开关损耗和开关噪声,还减少了器件在开关过程中产生的电磁干扰,为变换器装置提高开关频率和效率降低尺寸与重量提供了良好的条件。同时，它还保持了传统的常规PWM电路的拓扑结构简单、控制方式方便、开关频率固定、元器件电压电流应力小等诸多优点。1.4课题的主要研究工作1、450V直流输入，24V直流输出。选择变换器的主电路拓扑；2、移相全桥控制。确定移相

28、PWM控制方案；3、超前桥臂实现ZVS,滞后桥臂实现ZCS。确定辅助电路与其参数；4、仿真软件进行试验仿真，给出试验结果。有输出过电流保护，输入欠电压保护。确定输出电压闭环反馈，设计保护电路。第2章移相全桥ZVZCS变换器2.1常规全桥电路工作分析通过控制四只开关管，在AB两点得到一个幅值为 QUOTE VinVin的交流方波电压，经过高频变压器的隔离和变压，在变压器副边得到一个幅值为 QUOTE Vin/KVin/K的交流方波电压，然后在通过由 QUOTE DR1DR1和 QUOTE DR2DR2构成的输出整流桥，在CD两点得到幅值为 QUOTE Vin/KVin/K的直流方波电压。 QUO

29、TE LfLf和 QUOTE CfCf组成的输出滤波电路将该直流方波中的高频分量滤去，在输出端得到期望输出的直流电压。图2-1全桥逆变主电路移相全桥PWM（Phase-Shifted Full Bridge PWM）控制方式的基本思想是：电路中的同一桥臂的开关管互补工作，但两个桥臂之间的相互导通之间相差一个相位（移相角）。因为Q1和Q3分别先于Q4和Q2导通，所以把Q1和Q3组成的桥臂称为超前桥臂，Q2和Q4组成的桥臂称为滞后桥臂。通过调节此移相角的大小，可以在变压器副边得到占空比为D可调的正负半周期对称的交流方波电压，从而达到调节相应的输出电压的目的。图2-2开关管波形与变压器原副边电压2.

30、2ZVZCS变换器工作特点与变换器性能分析2.2.1主电路拓扑本论文采用ZVZCS PWM移相全桥变换器，利用增加辅助网络的方法使变压器原边电流复位来实现了超前臂的零电压开关（ZVS）和滞后臂的零电流开关(ZCS)。该电路拓扑可以看成是由基本Buck电路衍生出来，并且与ZVS FB-PWM电路类似。但是在后面的分析可以看出，它们的电路特性有明显区别。这种区别是由其移相特性和引入的辅助电容形成的。辅助电容不仅可以做到稳压，而且还可以对变压器原边电压进行钳位。图2-3全桥ZVZCS变换器主电路拓扑2.2.2工作状态分析变换器在半个工作周期有七种工作状态。在进行状态分析前，为了便于计算，我们做出如下

31、假设：1、所有器件都是理想的；;2、 QUOTE C1=C3=CleadC1=C3=Clead， QUOTE C2=C4=CladC2=C4=Clad；3、变压器的变比N=n1/n2，n1为变压器原边匝数，n2为变压器副边匝数；4、输出滤波电感Lo很大，因此输出滤波的电流在工作周期是常量；5、输出滤波电容Co很大，因此输出电压在整个周期中近似为常数；辅助电容Cc数值比较小，副边整流桥电压可以在开关导通周期升至谐振峰值；电路的占空比比较小，Vcc能够在电路续流阶段下降到零。电路七种工作模式如下图所示：模式一t0-t1：图2-4模式一初始状态原边电流为零，变压器原边电流为零。整流二极管全部断开，

32、QUOTE CCCC经过 QUOTE L0L0和 QUOTE dhdh为整个负载续流。此时，Q4导通。该闭合过程因为原边漏感的存在所以是零电流导通。原边电流 QUOTE ipip线性增加( QUOTE I1I1为副边滤波电感电路)，电容电流 QUOTE iCiC持续减小为零。整流桥电压等于辅助电容电压 QUOTE VCCVCC。ipt=Vin-nVCLk(t-t0)(2-1)iCt=I1-n(Vin-nVC)Lk(t-t0)(2-2)Vrec=VCC(2-3)到t1时刻， QUOTE ipip达到 QUOTE I1/nI1/n。该模式需要的时间为t10=LkIln(Vin-nVc)(2-4)模

33、式二t1-t2：图2-5模式二t1时刻， QUOTE dhdh关断， QUOTE dcdc导通。电容 QUOTE CcCc通过 QUOTE dcdc和 QUOTE C0C0进行充电。输入能量经过原边漏电感，开关管Q1和Q4传送到输出端。原边电流 QUOTE ipip和电容电压 QUOTE VCCVCC与整流桥电压 QUOTE VrecVrec的公式如下：(2-5)(2-6)Vrect=VCCt+V0(2-7)上式中， QUOTE 。模式三t2-t3：图2-6模式三Dc断开。整流桥电压回落到nVs。这时候，原边电流近似为恒定值，能量依然从输入端传递到输出端。该模式下的公式如下：ipt=Il/n(

34、2-8)Vrect=Vin/n(2-9)(2-10)D为原边电路占空比，T为整个工作周期，T/2为半个工作周期。模式四t3-t4图2-7模式四Q1断开，因为电感电流不突变，所以电流ip从Q1中转移到C1和C3上，即原边漏感Lk和C1 C3发生谐振，C1进行充电，而C3发生放电。因为C1的存在，所以Q1是零电压关断。在该过程中，原边漏感Lk与输出滤波电感L0相当于串联，所以变压器原边电压和副边电压以同样的速率线性下降，直到副边电压降到辅助电容电压Vcc。(2-11)VC1t+VC3t=Vin(2-12)VC1t=ip(t)2Cleadt(2-13)iC1t-iC3t=ip(t)(2-14)Vre

35、ct=Vinn-Il(t-t30)n2(C1+C3)(2-15)(2-16)在该模式中，可做如下近似：输出滤波数值比较大，而且副边电流相对于原边电流的下降速率很小，又C1和C3的充电放电时间很短，在这么短的时间，原边电流可以认为恒定不变，即ip(t)=Ip。电容C1两端电压线性上升，同时，电容C3两端电压线性下降，二者斜率均为Ip/2Clead，斜率与负载的大小成正比，与Clead的大小成反比。模式五t4-t5图2-8模式五当整流桥电压Vrec降至为钳位电压Vcc时，二极管dh导通并且Cc为整流桥提供电压。Cc的存在使得变压器副边电压的下降速度小于原边，导致电位差并产生感应电动势作用在Lk上，

36、从而加快了C3的放电速度，为S3的零电压开通提供了一定条件。事实上，该模式的时间极短，因此电流下降时间基本按由t3到t5处理。(2-17)模式六t5-t6图2-9模式六C3放电完全电压降为零，D3导通，此时开通S3，由于较大的原边电流和Lk，D3仍处于导通状态，所以S3是零电压开通。S3与S1之间的死区时间tdt35。变压器的原边电压Vab为零，副边的反射电压加到漏感上使得原边电流迅速下降。Cc提供负载电流。此模式结束后，原边电流降为零。ip=IlnnVCCLkt(2-18)模式七t6-t7图2-7模式七t6时刻，原边电流复位为零，Cc经过dh进行续流，续流期间关断S4，S4为零电流关断。此外

37、，整流桥电压被Vcc钳位。经过一段较小延时后，钳位电容Cc的电压降为零，负载电流通过整流桥的四个二极管继续续流，于t7时刻开通S2，由于原边漏感Lk的存在，原边电流ip线性增加，故S2为零电流开通。t67=2CC(VinnU0)Il(2-19)至此，前半个工作周期t0-t7结束，后半个工作周期与之类似。2.3变换器软开关实现的条件ZVZCS混合了超前桥臂开关的ZVS和滞后桥臂开关的ZCS。超前桥臂开关的ZVS的实现方式与常规ZVS全桥PWM变换器是类似的。而滞后桥臂开关的ZCS则是由在续流期间复位原边电流实现的。1、超前桥臂实现零电压开关的条件超前桥臂的零电压开关是在自身并联的结电容充放电条件

38、完成的，因此，其条件有如下两个：、谐振电路本身应该能保证开关管并联电容通过谐振可以完全放电。、驱动信号必须在开关管的并联电容完全放电（两端电压降为零）后给出。即同一桥臂的两个开关管的的死区时间应该大于并联电容的充放电时间。2、滞后桥臂实现零电流开关的条件滞后桥臂开关管的Q2和Q4的零电流开关条件是通过原边漏感和副边的钳位电容Cc的谐振，使原边电流最终谐振到零实现的。因此，如果电路满足了零电流关断条件，则自然满足零电流开通条件。零电流开关条件同零电压条件一样也是两个方面：、谐振电路本身应该能保证原边电流ip通过谐振可以下降为零。、Q2和Q4的驱动信号应该在原边电流降为零之后给出。由知道，电路的实

39、际占空比受到了一定的限制，因此辅助电容该尽可能小来实现最大占空比。本章主要分析了副边采用辅助钳位电容的ZVZVS FB-PWM变换器的工作原理，其中不仅有开关管的具体工作状况，更重要的是对相关元器件（电容、电感、二极管）的工作方式进行了仔细研究，并对电路拓扑的各个阶段的工作模式转换进行了深入的分析。第3章电路参数设计参数设计环节对整个系统的设计起着举足轻重的作用，参数设计精确，器件选择合理，不仅大大提高了研发设计的效率，更是优化了系统，减少不必要的麻烦。本变换器由主电路，辅助电路，控制电路构成。其中主电路又包括逆变全桥、隔离变压器、输出整流桥三部分；辅助电路包括钳位电容、小二极管两部分；控制电

40、路包括控制芯片与其外围电路。3.1主电路拓扑设计在电器设备或电力系统中.直接承担电能的交换或控制任务的电路称为主电路。本变换器的主电路包括逆变全桥、高频变压器和输出整流滤波部分。3.1.1逆变全桥部分逆变全桥电路接受来自控制电路和驱动电路的驱动信号，产生高频交流方波电压输送到隔离高频变压器。逆变全桥电路由四只一样的绝缘栅双极型晶体管（IGBT）组成。IGBT（Insulated Gate BipolarTransistor），绝缘栅双极型晶体管，是由BJT（双极型三极管）和MOS（绝缘栅型场效应管）组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件，兼有MOSFET的高输入阻抗和GTR的低导通压降两方面

41、的优点。其中有两个电容C1和C3与开关S1和S3相并联，作为小型缓冲电路，以保证超前桥臂的零电压开关。开关S2和S4作为滞后桥臂，两端没有并联电容，只是与S1和S3一样，并联了续流二极管。3.1.2输入电感大小逆变全桥采用绝缘栅双极性晶体管（IGBT）功率管。输入滤波电感Lk与电容构成谐振电路，可以保证原边电流的稳定不变，此外，L k还用来帮助实现开关管的零电压开关，它只是在功率管的开关过程中处于线性状态，其他时间却处于饱和状态，这样不仅可以减小副边占空比的丢失，还可以使原边占空比的利用率提高。在该变换器中，原边的最大电流为ip=il/n，选择其1.5倍的裕量，最终确定输入电感大小为Lk=15

42、uh。3.1.3变压器隔离部分高频变压器T起着隔离和降压的作用。为了提高变压器的利用率，其原边与副边的匝数比应该尽可能取得大一些，这样在功率几乎不变的情况下，减少开关管的通态电流，降低整流桥二极管的反向电压，从而减小器件损耗进而降低成本，提高整个系统的效率极其工作可靠性。本论文输入直流电压450V，允许最低输入电压440V，且原边效率1为0.9。移相全桥控制设计中存有副边占空比丢失的现象，在额定负载的情况下，选择副边效率2为0.9，则变压器的副边最低电压为V2=U0/2=24/0.9=26.7V，所以原副边匝数比N为：(3-1)3.1.4整流桥部分变压器副边输出采用全桥整流，可以减少整流电路的

43、损耗，D1D4为四个快恢复二极管，其通态压降。1、额定电压整流管承受的最大反向电压为变压器副边电压幅值：在整流管开关工作时，变压器副边自身存在的漏感值会与整流管的结电容发生震荡作用，所以整流管实际承受的反相耐压值应该是29V的两倍以上。因此，考虑两倍的安全裕量，可以选用耐压值为292=58V以上的整流管。2、额定电流在一个工作周期里，全桥整流电路的工作分为两种情况：当变压器副边电压不为零时，整流桥的对角两个整流管导通工作；当变压器副边没有电压时，四个整流管同时导通，这时，可以认为流过它们的电流近似相等，即都是负载电流的1/4。则可近似计算整流管的额定电流Id：(3-2)Il为负载电流，Il=P

44、/U0=6A。Ds为副边占空比，取值0.85。根据上式可计算出Id=6.5A。此外，基于本变换器的开关工作频率为20K赫兹，输出整流二极管应该选择外延性快恢复二极管。综上，选择DESI 60-12A。3.1.5输出滤波电感的选取由经验算法可知，电路中一般选择输出滤波电感电流的脉动为最大输出电流的20。即当输出电流在0.5倍的脉动值时，输出滤波电感的电流仍然应该保持连续状态。综上，本变换器的输出滤波电感的电流脉动值为1.2A。所以，输出滤波电感Lf大小计算为：(3-3)输出滤波电感因为输入电压可能存在波动，当输入电压为450V时，Lf取得最大值73UH。综上所述，在实际中，输出滤波电感选择PC4

45、0EE100UH。3.1.6输出滤波电容的选取在变压器副边输出的直流电压中，含有一定的高频纹波分量。选取相应的滤波电容就是为了满足输出纹波的要求。如果要求V0.5V，则输出电容的计算公式：(3-4)输出滤波电容3.2辅助电路拓扑设计3.2.1钳位电容的选取由上文分析可知，本变换器的新颖之处在于其变压器副边加有一辅助网络。其中，辅助钳位定容起到了重要作用。如果在电流续流期间，电容电压VCc下降为零，负载电流就会通过整流二极管进行续流，这样在下一个工作周期开始时，会导致整流二极管因为反向恢复引起了极大的电流冲击，为了避免该情况的出现，电容应满足(3-5)由上式可确定电容Cc的最小值，Cc越大，Vc

46、的电压脉动越小，整流二极管的电压应力减小，Cc越大，会使得电流ip多的下降速率变小，电路的最大占空比也会变小。因此，应该选择一个合适的电容数值，在实际实践中，一般选用最小值的24倍。辅助钳位电容 QUOTE CC=0.47渭FCC=0.47渭F；输出功率 QUOTE P=U2R=144WP=U2R=144W，负载 QUOTE R=4惟R=4惟。3.2.2二极管DcDh选择与输出整流桥二极管工作情况类似，辅助电路中的二极管的额定电压与额定电流数值基本不变，因此，二极管Dc Dh的型号与输出整流桥二极管一样，均为DESI 60-12A。该二极管是大电流快恢复二极管，有着很强的工业使用价值。在该变换

47、器中，合理分析选择该型号的二极管对电路工作起着重要的作用。3.3控制电路分析该变换器的控制电路采用控制芯片UC3875，通过输出电压的反馈进行对功率管占空比的调节，进而改变输出电压的大小。为了保证变换器的稳定性与抗干扰性，该论文采用了电压环控制模式。电压调节器利用UC3875部的误差放大器。输入电压经过分压电阻R1进行分压后经过传递电阻R2送至误差放大器的反相端，5V基准电压经过R4与R5分压后，得到3V电压送达放大器的同相端，作为电压给定信号。R8和C1跨接在反相端与输出端作为补偿网络，构成比例积分（PI）调节器，为了提高调节器的性能，在R8和C2上并联了R9。调节Rv1可以调节输出电压反馈

48、系数，进而调节输出电压大小。3.3.1UC3875的简单介绍美国Unitrode公司针对全桥移相控制方案开发了移相控制芯片UC3875，它有4个独立的输出驱动端可以直接驱动四只功率开关管，见下图，其中OUTA与OUTB信号相反，OUTC和OUTD信号相反，而OUTC和OUTD相对于OUTA和OUTB存在的信号差是可调的，也就是通过调节的大小来控制PWM输出。图3-1UC3875芯片UC3875的开通门槛电压为10.75V，关闭门槛电压为9.25V；能输出0-1的占空比；可以通过外围电路的电阻电容来设置死区时间；UC3875的工作频率可高达1M赫兹；可以输出四个驱动能力到2安培的图腾柱式驱动波形

49、；自带有软启动功能；部有10MHZ的误差放大器，且该芯片配有5的基准电压。UC3875的管脚功能如下：管脚1可提供一个精确的5V基准电压Vref，为外部电路可以提供其达到60mA左右的电流。当Vin较小时，芯片进入欠压锁定状态，Vref消失。直到Vref达到4.75V以上时才能脱离欠压锁定状态。管脚2为电压反馈增益控制端，作为误差放大器的输出端，该误差放大器实际上是一个运算放大器，当放大器的输出电压小于1V时可以实现180相移，使电路模块输出电压为零。管脚3 E/A（-）为误差放大器的反相输入端，在平均电流模式中，分压电阻可以检测到输出电源电压，即该管脚接接测到的平均电流反馈信号。管脚4 E/

50、A(+) 为误差放大器的同相输入端，该脚接电压外环调节器的输出误差电压。管脚5 C/S(+) 为电流检测端，部是一个电流误差放大器，承担比较器的作用。该脚为比较器的同相输入端，其基准设定为部基准2.5V（由Vref分压实现）。当该脚的参考电压达到或超过2.5V时电流故障动作，关闭输出，复位软起动。实际上，也可以把该端口用作为一个故障保护电路，例如输出过电压、输出欠电压、输入过电压、输入欠电压等。当这些故障发生时，通过一定的电路转换成高于2.5V的电压，接到C/S端，就能够对电路实现保护了。管脚6 为软起动端，软启动端在芯片部和误差放大器的输出连接。当输入电压（Vin）等于或小于欠压锁定值（10

51、.75V）时，该脚保持低电平；当Vin正常时，该脚通过部9A电流源给外界电容充电上升到4.8V，如果出现电流故障时该脚电压从4.8V下降至0V，改变电容容值，就可以改变软启动的时间，此脚可实现过电压保护。管脚7、15为输出延时控制端，通过改变该脚到地之间并联的电容和电阻来设置死区时间，加于同一桥臂两管驱动脉冲之间，以实现两管零电压开通时的瞬态时间，两个半桥死区可单独提供以满足不同的瞬态时间。其中管脚15用来设置A-B延时，管脚7用来设置C-D延时。管脚14、13、9、8为OUTAOUTD四个输出端，用于驱动全桥变换器的四个开关管。该脚可以实现2A的图腾柱输出，其中 A B接滞后桥臂，C D接超

52、前桥臂。每个端口的输出波形的占空比都是50，可以直接驱动开关管获经过隔离变压器来驱动开关管。管脚10Vc为电源电压端，该脚给输出驱动级和辅助偏置电路提供电源，Vcc高于3V就可以正常工作，最佳为超过12V。此脚必须接一旁路电容（由一个低的等效串联电阻ESR和等效串联电感ESL组成）到电源地。管脚11为芯片供电电源端，该脚给芯片部数字、模拟电路部分提供电源，接于12V稳压电源。为使芯片正常的工作，当该脚电压低于欠压锁定值（10.75V）时就会停止工作。此脚必须接一旁路电容到信号地，当电源输入电压超过欠压锁定值时，电源电流（Iin）会从100A激增到20mA。但是如果接一旁路电容，它就可以很快脱离

53、欠压锁定状态。管脚12为电源地端。与其它相关的电阻电容网络相并联，电源地和信号地的其中一点接地来降低噪声和直流降落。管脚16为频率设置端，该脚与地GND之间可以通过一个电阻和电容形成一个高速振荡器，通过该变电阻和电容设置振荡频率即开关管的开关频率，具体计算公式为： QUOTE f=4/RFCff=4/RFCf。管脚17为时钟/同步端，作为输出，它可以提供时钟信号；作为输入，该脚又可以提供一个同步点。最简单的用法就是：当多个具有不同振荡频率的UC3875可通过连接其同步端，使它们同步工作于其中的最高频率。该脚也可使芯片同步工作于外部时钟频率，但是外部时钟频率应该大于芯片部的时钟频率。管脚18为斜

54、率设置脚Slope，该脚与Vx（工作电源Vin或者5V基准电压）之间接一个电阻Rslope，将产生一个恒定电流Vx/Rslope以形成锯齿波，如果连接这个电阻到输入电压则会提供电压反馈。管脚19为锯齿波端Ramp，该脚是PWM比较器的一个输入端，PWM比较器的另一个输入端与误差放大器的输出端相连接Ramp端可通过一个电容Cramp连接到地，这就决定了锯齿波的斜率： QUOTE dvdt=VS/RSCrdvdt=VS/RSCr。选定了Rs与Cr，就决定了锯齿波的幅值，蛇党的选择它们的值，就可以使误差放大器的输出电压不超过锯齿波的幅值。如果Vx接整流后直流电压的采样电压，就可以实现电路的输入电压前

55、馈。管脚20为信号地端，GND是所有电压的参考基准。频率设置端的振荡电容(Cf)，基准电压（Vref）端的旁路电容和Vin的旁路电容以与Ramp端斜波电容(Cr)都应就近可靠地接于信号地端。由上述UC3875的各个引脚功能分析，可以知道，该芯片它主要包括以下九个方面的功能：工作电源、基准电源、振荡器、锯齿波、误差放大器和软启动、移相控制信号发生电路、死区时间设置、信号输出级。3.3.2芯片外围电路的设置1、频率设置本变换器的开关频率设定为20KHZ，周期为50us，Cc=0.01uF，R=22K2、锯齿波幅值和斜率设置较高的锯齿波幅值有利于对干扰信号的抑制，但是，幅值过高又会限制最大占空比。因

56、此应该设置具有合理幅值与频率的锯齿波。3、死区时间设置为了防止同一桥臂的两个开关管同时开通，由于短路烧坏开关管，保证逆变桥的正常工作，同一桥臂的两个驱动信号需要设置死区时间。本变换器的死区时间设定为2.5us。死区设定电阻R7和R8决定死区时间。由计算公式得： QUOTE 。3.4检测电路3.4.1电流检测电路检测电流的方法有很多种，最简单的是采用电阻检测方法，即在需要电流检测的回路中串联一个较小的电阻，检测电阻上的电压降就可以计算出所需检测的电流。但是这种方法的不足是电阻上有一定的损耗而且没有电的隔离。比较精确且兼有电隔离的检测方法是使用霍尔元件，霍尔元件其实就是磁传感器，电流通过导体时会产

57、生相应的磁场，通过检测磁场的强度就可以计算出被测导体的电流或电压大小。测量电流时，只需将载流导体穿过中间的孔即可，操作简单，原理清楚。3.4.2电压检测电路同电流检测电路一样，本论文使用的检测方法也是使用霍尔元件进行检测。检测得到的电压电流信号经过反馈至功率管驱动端，通过调节占空比的大小进而调节输出电压的大小，构成自动调节系统。3.5保护电路为了防止输出电流超过额定电流，系统应该设置输出限流电路。此外，电路还应该设置输入欠电压保护。电流与电压两个误差信号可以通过逻辑门进行输出调整，最后与电流端C/S(+)连接，实现保护功能。原理如图所示：3-2保护电路当输入欠电压时，比较器输出高电平。电压比较

58、与电流比较的输出经过4011的运算后，成为“或”的关系，即只要有一种故障发生，得到的故障信号(R131和R132的连接点)就为4V电压，通过二极管接到UC3875的电流检测端C/S+，这样就会使UC3875的全部输出关闭。3.6驱动电路IR2110是一种高压高速功率功率管驱动器，它有独立的高端和低端输出驱动通道，本变换器中使用两片IR2110来驱动全桥的四个开关管。它兼有光耦隔离(体积小)和电磁隔离(速度快)的优点，是中小功率变换装置中驱动器件的首选品种。3-3IR2110基本框图第4章电路仿真与分析对系统进行模拟仿真是研究的一个重要环节，其目的在于：在进行实物实验之前，先搭建一个模拟的实验环

59、境，对所需的实验结果进行一个模拟发生，从而减小设计研发的盲目性，提高科研效率。本论文通过PSIM9.0对变换器进行仿真分析，来验证第二章的工作原理与对变换器的输出结果进行分析。4.1PSIM9.0简介PSIM是一款专门为电力电子和电动机控制设计的仿真软件，功能很实用，也很强大。与其他仿真软件相比，PSIM的最大优点就是界面简洁，操作方便。用户可以直接从其元件库里选取自己所需要的元器件，修改参数后使用，也可以自己搭建具有一定功能的电路模块投入实验。4.2仿真模型的建立在基于主电路与控制电路的工作原理上，构建了模拟仿真系统。用来减少试验设计中的盲目性。根据各个电路模块的工作原理，可以在仿真软件上搭

60、建出设计好的电路系统，再运行仿真，即可得到系统的模拟输出与测试点的电压或电流信号波形。4.2.1主电路模型建立4-1主电路模型移相全桥PWM变换器是在功率DC/DC变换电路中使用最为广泛的电路拓扑形式之一。移相PWM控制方案利用功率管的结电容以与高频变压器的漏电感作为谐振元件，使开关管可以做到零电压开通和关断。从而大降低了电路的开关损耗和开关噪声，减少了器件在开关过程中产生的电磁干扰，为变换器提高开关频率、提升效率、减少尺寸与重量提供了良好的条件。同时该变换器还保持了电路拓扑简洁、控制方式简单、开关频率固定、元器件的电压和电流应力小等一系列优点。由上图可以知道，该变换器的主电路主要由全桥逆变电