毕设论文V交流单相在线式不间断电源硬件设计汤炜

1、浙 江 理 工 大 学毕业论文(设计)诚信声明我谨在此保证：本人所写的毕业论文(设计)，凡引用他人的研究成果均已在参考文献或注释中列出。论文(设计)主体均由本人独立完成，没有抄袭、剽窃他人已经发表或未发表的研究成果行为。如出现以上违反知识产权的情况，本人愿意承担相应的责任。声明人(签名)：年 月 日摘 要UPS（Uninterruptible Power Supply）是一种储能装备，可以连续不断地向一些用户的关键设备（铁路和民航的售票系统、互联网数据中心、医院的生命维护设备、银行的清算中心等）提供频率稳定、精度高、失真度小的高质量正弦波电源。传统的逆变电源多为模拟控制，虽然模拟控制技术已经非

2、常成熟，但模拟电路存在电路复杂，体积庞大，不够灵活，一致性差，不便于调试，产品升级困难等缺点。伴随着DSP、高速MCU的出现，使逆变电源的数字化控制成为现实，数字化控制也成为了UPS未来发展的一大趋势。本文对50Hz逆变电源数字化控制的实现做出了详细的介绍。论文通过建立逆变器的模型，对SPWM的数学模型进行了理论分析。提出了基于dsPIC30F2010芯片的单相SPWM逆变电源的数字控制技术的硬件设计。本文还对该系统的硬件设计部分做出了详细地介绍分析，并对硬件系统进行了调试，对调试结果进行了数据分析，同时对于调试过程中出现的问题进行了进一步工作的展望。系统采用单相全桥逆变电路，输出电压24V，

3、额定电流1A，开关频率为20kHz。利用采样输出电压闭环实现了系统的数字化控制，输出特性基本满足要求。关键词：逆变器；不规则采样法；数字控制；DSC；滤波ABSTRACTUPS(Uninterruptible Power Supply) is a kind of energy storage equipment, can continuously provide sine wave power of frequency stability, high precision, small distortion degree of for users' key equipment, such

4、 as railway and civil aviation's ticketing system, internet data center, the hospital's life of maintenance equipment, bank settlement center, and so on. Most of traditional inverter power supplies are analog -control. Although analog -control technology has already been very ripen

5、ing, but the analog circuit exists many shortcomings, as circuit's over complexity, large volume,unflexible, poor-consistency,  unconvenient for debug, difficulty in product upgrades. With the emergence of DSP, high-speed MCU,the digital control of inverter power supply has become a re

6、ality, digital control has also become a trend in the future development of the UPS.This paper carries out a detailed introduction on the digital control of 50Hz inverter power supply.By establishing the inverter power supply' model,the paper make a analyzed theoretically in the mathematical mod

7、el of SPWM. This paper puts forward a kind of hardware design for the single-phase SPWM inverter digital control technology which is based on the dsPIC30F2010. The paper also makes a detail analysis of the system's hardware designing part, and the debugging of hardware, the data analyses for the

8、 debugging results.Meanwhile,this paper conducts a prospect of the further work based on the problems during the debugging process. The hardware system uses the SPWM-FBI, output voltage 24V, rated current 1A, and switch frequency by 20kHz.The system carry out the digital control by sampling output v

9、oltage closed-loop. The output characteristic basicly achieve requirements.Keywords: inverter; irregular sampling method; digital control; DSC; filtering目 录摘 要ABSTRACT第1章 绪论11.1 选题背景及意义11.2 在线式UPS概况11.3 不间断电源的发展趋势321.3.1 PWM软开关技术21.3.2 多电平技术31.3.3 并联技术31.3.4 低谐波、高精度输出技术31.3.5 数字化控制31.4 本文主要内容4第2章 逆变

10、结构及控制实现52.1 模拟控制与数字控制52.2 单相逆变器结构52.3 变压的实现SPWM波62.4 采样型电压SPWM生成原理与控制算法8第3章 硬件系统设计133.1 电源的整体结构和工作原理133.2 电源系统的整体硬件架构143.2.1 主控芯片的选择143.2.2 系统电源143.2.3 时钟电路、复位电路及烧写接口电路163.2.4 开关管驱动电路163.2.5 采样及信号调理电路183.2.6 蓄电池切换及充电控制电路203.2.7 滤波输出电路213.3 印刷电路板制作243.3.1 Protel DXP 2004简介24系统印刷电路设计图24第4章 软件实现概要254.1

11、 主控制程序254.2 PWM中断程序25第5章 实验结果及分析265.1 调试数据265.1.1 逆变输出265.1.2 负载调整率265.1.3 电压调整率275.1.4 蓄电池供电效率275.3 进一步工作研究285.3.1 发热问题285.3.2 升压问题295.3.3 采样问题29第6章 全文总结30参考文献31致谢33附 录34第1章 绪论1.1 选题背景及意义随着计算机技术和信息技术的发展，在线式UPS愈来愈广泛应用于对所提供电能质量有高品质要求的高技术产品和设备。例如医疗生命维护系统、网络数据处理中心、银行结算中心等都要求供电网络能提供的优质交流电能。而实际的市网电网难以满足这

12、些要求，这是因为造成电网污染的因素除了电压波动、频率变化外，还有来自电网外部、内部的各种噪声和干扰，它们主要有：电压浪涌、电压尖峰、电压瞬变、噪声电压、过压、电压跌落、持续低电压、电源中断等。UPS是开关电源的一种，它是电力电子领域极其重要的一个行业，近年来发展非常迅速，已经渗透到我们生活的各个方面，以后也会起着越来越重要的作用，因此对其进行研究具有重要的现实意义。UPS的电路拓扑主要以下四种：后备式、在线互动式、在线式、电压补偿在线式（Delta逆变器）。这四种结构的UPS各有其优缺点，就供电质量来说，在线式和双逆变电压补偿式UPS最好，在线互动式次之，后备式最差。4对于UPS整个系统架构，

13、可以说逆变器是不间断电源系统的核心，决定着输出电压波形的质量。高性能数字信号处理的飞速发展，使得UPS的数字化控制更加精确，从而提高了整个UPS系统的稳定性和可靠性。随着信息化社会的发展，UPS广泛地应用于从信息采集、传送、处理、储存到应用的各个环节，其重要性随着信息应用的重要性日益提高而增加。正因为如此，本文将着重研究基于数字控制的在线式不间断电源。1.2 在线式UPS概况在线式又可称为双变换式，即市电输入到UPS输出先经过了AC/DC，然后又经过了DC/AC这样两次变换，其拓扑结构如图1.1所示。在市电正常情况下，市电输入交流电经过AC/DC变换得到需要的直流电，然后再通过逆变器将所得直流

14、电逆变成正弦波交流电提供给负载。与此同时，输入交流电通过充电电路对蓄电池进行充电。当市电超出规定范围时，逆变器的输入自动切换到蓄电池上，由蓄电池供电，此时由蓄电池提供的直流电经过逆变器变换成正弦交流电供给负载。因此无论是市电正常时，还是市电异常由蓄电池逆变供电期间，逆变器始终处于工作状态，这就从根本上消除了电网电压波动和干扰对负载的影响，真正实现了对负载的无干扰、稳压、稳频以及零转换时间。图1-1 在线式UPS拓扑图显然，这种UPS在电路结构上比后备式UPS要复杂得多，由于采用了两次变换，大大改善了供电质量。可知其性能特点是：（1）不论市电正常与否，负载的全部功率都由逆变器给出。所以，在市电故

15、障的瞬间，UPS的输出不会产生任何的间断；（2）输出电能质量高。由于UPS逆变器采用高频S删调制和输出波形反馈控制，可以向负载提供电压稳定度高、波形畸变率小、频率稳定以及动态响应速度快的高质量的供电电能；（3）全部负载功率都由逆变器提供，UPS的功率余量有限，输出能力不理想。所以，对负载提出限制条件，例如输出电流峰值系数(一般为3:1)、过载能力、输出功率因数(一般为0.7)等，输出有功功率小于标定的KVA数，克服冲击负载的能力较差；（4）整流器和逆变器都承担全部负载功率，整机效率低。1.3 不间断电源的发展趋势31.3.1 PWM软开关技术PWM软开关逆变技术是当今电力电子学领域最活跃的研究

16、内容之一，是实现电力电子技术高频化的最佳途径，也是一项理论性很强的研究工作。它的研究对于逆变器性能的提高和进一步推广应用，以及对电力电子学技术的发展，都有十分重要的意义，是当前逆变器的发展方向之一。但这里必须指出，软开关并不是没有损耗的，它只是把开关器件本身的一部分开关损耗转移到了为实现软开关而附加的谐振电路中的谐振元件上，总量上可能有所减少。软开关逆变技术研究的重要目的之一是，实现PWM软开关技术，也就是将软开关技术引进到PWM逆变器中，使它既能保持原来的优点，又能实现软开关工作。为此，必须把LC与开关器件组成一个谐振网络，使PWM逆变器只有在开关切换过程中才产生谐振，实现开关的零电压开通和

17、关断，一般工作情况下则不发生谐振，以保持PWM逆变器工作特点。1.3.2 多电平技术随着电力系统中非线性用电设备，尤其是电力电子装置应用的日益广泛，电力系统中的谐波污染问题也越来越严重，而大多数电力电子装置功率因数较低，也给电网带来额外负担，并影响了供电质量。因此抑制谐波和提高功率因数已成为电力电子技术和电力系统研究领域所面临的一个重大课题，正在受到越来越多的关注例。解决电力电子装置产生的谐波污染和低功率因数问题不外乎两种途径：一种是加装补偿装置，如有源滤波器、无功功率补偿器等，设法对谐波进行抑制并对无功进行补偿；另一种是对电力电子装置本身进行改进，使其不产生谐波也不消耗无功功率，或根据需要对

18、其功率因数进行调节。后一种方法需要对现有电力电子设备进行大规模更新，代价较大，并且只适用于作为主要谐波源的电力电子装置，因此有一定的局限性。而前一种方法则适用于各种谐波源和低功率因数设备，并且方法简单，已得到广泛应用。1.3.3 并联技术电源系统的发展方向之一是用分布式电源系统代替集中式电源供电系统。和集中式电源系统相比，分布式电源具有以下优点：提高系统的灵活性，可将模块的开关频率提高到兆赫级，从而提高了模块的功率密度，使电源系统的体积、重量下降；各个模块的功率半导体的电流应力减小，提高了系统的可靠性；分布系统可方便的实现冗余；减少产品种类，便于标准化。1.3.4 低谐波、高精度输出技术开关电

19、源技术近年来发展迅速，对低谐波、高精密电源需求也越来越多嗍。高精度、低谐波电源对保护用电设备、减小对电网的污染等方面都具有很大的作用。1.3.5 数字化控制电力电子变换器的数字控制是电力电子发展的趋势，也是现代逆变技术发展的趋势，目前国内期刊和国际会议已有很多的文献报道。虽然数字控制极大地简化了硬件电路，提高了系统的稳定性、可靠性和控制精度，但数控变换器在实际使用中还存在许多待解决的问题，例如：变换器开关动作对采样的严重干扰；检测的量化误差导致控制精度显著下降；高速运行下数字化脉宽调制时间分辨率的下降；开关功率变换器数字化的数学模型研究不够深入等。在很多实际应用的场合，往往采用模拟控制和数字界

20、面。1.4 本文主要内容本文针对现有逆变器结构及控制策略进行了详细的分析与对比，经过比较，选用实际滤波效果较好的单相全桥逆变电路作为主电路拓扑结构，详细介绍了逆变器硬件控制及其他各单元硬件电路的设计，给出了软件系统流程图及产生SPWM波形方法。由于时间精力有限，未能用MATLAB软件建立系统仿真平台，进行有效性和可行性分析。第2章 逆变结构及控制实现逆变器是UPS的输出环节，负责将直流电能转换为用户所需的高质量的交流电，所以逆变器设计的好坏在UPS中至关重要。2.1 模拟控制与数字控制模拟控制技术的优点在于响应速度快，应用方式成熟，有比较规范的开发设计方法。但其也存在着诸多的缺点：（1）因采用

21、大量的分散元件和电路板，导致硬件成本偏高，系统的可靠性下降；（2）由于人工调试器件的存在，导致生产效率降低及控制系统的一致性差；（3）器件老化及热漂移问题，导致逆变电源输出性能下降，甚至导致输出失败；（4）产品升级换代困难，对同一型号的模拟控制逆变电源，若不改动硬件，升级是不可能的，每一个新型的逆变电源都要求重新设计、制造控制系统；相比之下，采用高速微处理器来实现控制算法，能较好的解决上述问题，抗干扰能力也大大增强。同时能简化控制电路的设计、减少器件数目、降低成本，极大的缩短了开发时间。在当今竞争激烈的市场上，这一点尤为重要。2.2 单相逆变器结构单相逆变器的电路主要有，推挽逆变电路、半桥逆变

22、电路、全桥逆变电路等。推挽逆变电路由于采用陶铁磁铁心（在高频率工作环境下，具有低功率的损失），其低的磁通密度值，只要小的直流偏压值，就会导致变压器趋向饱和，造成不平衡现象，容易使得功率管过电流。半桥式逆变器和全桥式逆变器在UPS中较为常用。由于半桥逆变器的一个桥臂由两个大电容构成，这就决定了它的输出功率有限，因此此种电路只适合于输出功率较小、直流母线电压较高的场合。全桥逆变器比较适合运用在大功率场合。半桥逆变器和全桥逆变器虽然在主电路拓扑上有所不同，但是它们的工作原理和控制方法大致相同，本文选择的主电路是全桥逆变电路，有必要对其大致工作原理进行介绍。如图2-1所示，UGl、UG2、UG3、UG

23、4分别是四个功率管的驱动电压波形，UGl、UG3和UG2、UG4的波形是互补的。当UGl、UG3为高电平时，不妨设电流iL为正，G1、G3导通。电流流向为：电源正极GlLRCG3电源负极，此时电压为Uin。一段时间后UGl、UG3变为低电平，G1、G3关断，UG2、UG4电平变高。若电流iL为正，电流流向为：电源负极G2LRCG4电源正极，这时电压为-Uin；若电流iL为负,则电流流向为：电源正极T4RCLG2电源负极，这时电压为-Uin。所以逆变器输出波形为图2-2，它的平均电压如虚线。通过改变功率管驱动电压波形便可以得到成正弦变化的平均电压。13这就是下面要讨论的正弦波脉宽调制技术。图2-

24、1 单相全桥逆变结构图2-2单相全桥逆变电路波形2.3 变压的实现SPWM波随着计算机进入控制领域，以及新型的电力电子功率元器件的不断出现，使采用全控型的开关功率元件进行脉宽调制（Pulse Width Modulation，PWM）控制方式已成为主流，这种方法在电机控制和电源逆变领域具有重要意义。PWM技术可以迅速的控制输出电压，动态响应好并可有效地抑制谐波，较之其它调压方式在输出电压质量和效率方面有着明显的优势，因而得到了广泛的应用，应用技术也日臻完善。PWM波根据产生方法的不同，可分为：矩形波PWM、正弦波PWM（SPWM）、按谐波抑制原理的PWM、自适应电流控制PWM四类，这四种方式各

25、有优缺点，适用于各种不同的场合。本文的工作主要是针对在线式正弦波UPS逆变器。用脉宽调制PWM去控制功率管，逆变形成正弦波，在等宽矩形波的情况下是不能实现的，因为它存在许多高次谐波。一种方法就是将等宽的脉冲波变成宽度渐变的脉冲波，其宽度变化规律应符合正弦的变化规律，如图2-3所示。图2-3 SPWM波形我们把这样的波称为正弦脉宽调制波，简称SPWM波。从理论上讲，在给出了正弦半波频率、幅值、和半个周期内的脉冲数后，脉冲波形的宽度和间隔便可以准确计算出来。然后按照计算的结果控制电路中各开关器件的通断，就可以得到所需要的波形。但在实际应用中，人们常采用正弦波与等腰三角波相交的办法来确定各矩形脉冲的

26、宽度：用一组等腰三角形与一个正弦波进行比较，如图2-4所示，其相交时刻（即交点）来作为开关管开通和关断的时刻。【17】图2-4 SPWM波生成方法图2-5所示是通过LC滤波后的SPWM电流波形。根据采样控制理论，脉冲频率越高，波形便越接近正弦波，逆变器的输出电压为SPWM波形时，其低次谐波得到很好地抑制和消除，高次谐波又能很容易滤去，从而可得到畸变率极低的正弦波输出。图2-5 SPWM电流波形2.4 采样型电压SPWM生成原理与控制算法17电压SPWM技术主要是电压SPWM信号生成技术。通过生成的SPWM信号来控制逆变器件的开关管，从而实现电压调节。产生SPWM信号的方法可分为硬件法进而软件法

27、两类。硬件法中最实用的是采用专用集成电路，如HEF4752、SLE4520、SA4828等。软件法是使电路成本最低的方法，他通过实时计算来生成SPWM波。但是实时计算对控制器的运算速度要求非常高，使用带有硬件乘法器的DSC（下文将介绍）或DSP等高速处理器无疑是能满足这一要求的性价比最理想的控制器。电压SPWM信号实时计算需要数学模型。简历数学模型的方法有很多种，例如谐波消去法、等面积法、采样型SPWM法以及由他们派生出的各种方法。本文重点介绍采样型SPWM法。采样型SPWM法可分自然采样法、对称规则采样法和不对称规则采样法。三种采样方法的原理图如图2-6、图2-7、图2-8所示。图2-6是正

28、弦波和三角波与所生成的SPWM波之间的对应关系图，图中是三角波峰值，是三角波载波周期，正弦波与三角波的两个腰各产生一个交点，因此在一个载波周期内有两个交点，需要采样两次，和分别是这两次采样时刻，他们决定了SPWM波上的开通、关断时间分别是 、和、。经过数学推演计算，当使用自然采样法（图2-6）时，生成SPWM波的脉宽为式2-1： （2-1）式中：，即正弦波峰值与三角波峰值之比，M成为调制度。M的取值范围为01；M的值越大，输出的SPWM电压越高。是正弦波的角频率。式（2-1）是一个超越方程，其中的、是未知量，求解起来要花费较多的时间，因此自然采样法的数学模型不适合用于实时控制。图2-6 自然采

29、样法生成SPWM波 图2-7 对此规则采样法生成SPWM如图2-7所示，对称规则采样法是以每个三角波的对称轴（顶点对称轴或底点对称轴）所对应的时间为采样时刻。过三角波的对称轴与正弦波的交点，作平行于t轴的平行线，该平行线与三角波的两个腰的交点作为SPWM波开通和关闭的时刻。因为两个交点是对称的，所以称为对称规则采样法。这种方法实际上是用一个阶梯波去逼近正弦波。由于在每个三角波周期中只采样一次，因此使计算简化。经过数学推演计算，当使用对此规则采样法（图2-7）时，生成SPWM波的脉宽为式2-2： （2-2）式中，为三角波角频率与正弦波频率之比，即载波比。当参数、M、N已知后，就可以根据式（2-2

30、）实时计算出SPWM波的脉宽时间。对此规则采样法的数学模型非常简单，但是由于每个载波周期只采样一次，因此所形成的阶梯波与正弦波的逼近程度仍存在较大的误差。如果既在三角波的顶点对称轴位置采样，又在三角波的底点对称轴位置采样，也就是每个载波周期采样两次，这样所形成的阶梯波与正弦波的逼近程度会大大提高。由于这样采样所形成的阶梯波与三角波的交点并不对称，因此称其为不对称规则采样法。图2-8 不对称规则采样法由图2-8可知，当在三角波顶点位置采样时有： （2-3）当在三角波的底点对称轴位置采样时，有： （2-4）将三角形相似关系式（2-5） （2-5）代入式（2-3）和（2-4）得： （2-6）生成的S

31、PWM波脉宽仍符合式（2-1），再写一遍：由于每个载波周期采样2次，故： （2-7）结合式可得： （2-8）将式（2-8）代入式（2-6）得： （2-9）其中k为偶数时代表顶点采样，奇数时代表底点采样。不对称规则采样法的数学模型较为复杂，但是由于其阶梯波更接近于正弦波，所所以谐波分量的幅度更小，在实际应用中得到更多的使用。以上对PWM控制技术的原理进行了分析。由微处理器以软件方式生成SPWM控制脉冲的方法具有抗干扰能力强、控制电路结构简单等优点，是一种比较理想的控制方案。在本系统中，以DSC为主控芯片，采用了工程上常用的基于不对称规则采样法的SPWM波形生成原理，利用汇编语言编程序实现SPWM

32、这中断算法。由于DSC为整个系统的主控芯片，除了输出逆变器控制用的SPWM脉冲外，还负责整个系统的各种保护及辅助控制功能。因此，要实现不对称规则采样法的实时计算有一定难度。为了发挥DSC作为主控芯片的能力，故设计中采用了查表法实现SPWM脉冲的输出，这样可以进一步提高效率。第3章 硬件系统设计3.1 电源的整体结构和工作原理电源的整体结构框图如图3-1所示。图3-1 电源系统框图系统主要由以下几部分组成：（1）MCU控制板。该部分由dsPIC30F2010以及附加的外围电路组成。该部分实现输出电压采样、状态控制、SPWM信号输出等功能。（2）驱动电路、保护电路以及采样调理电路。（3）功率电路。

33、整个功率电路由前级AC/DC和后级DC/AC（全桥逆变电路）组成，本文主要的研究对象是后级逆变部分，主要对这一部分加以说明。（4）蓄电池充电管理。（5）滤波输出电路。单相电压36VAC经整流滤波后供给全桥逆变电路。全桥在驱动信号作用下将整流滤波后的直流电变成一定电压、一定频率的交流电，经隔离滤波后供给负载。输出电压经过采样后送给DSC处理，DSC对取样信号进行相应的控制算法处理，输出修正后的SPWM控制信号，使得输出电压稳定在期望值。整流滤波电路将交流电转换成直流电。逆变电路的功能是将交流电整流滤波所得到的直流电压变换成交流电压，逆变器的输出是高频正弦脉宽调制波(SPWM)，该波形经LC低通滤

34、波器滤波之后得到标准的正弦波。控制电路是UPS系统的中心环节，输出电压精度的调节、精度控制以及各种异常保护电路都与控制电路密切相关。控制电路主要实现SPWM信号产生、闭环调压、反馈采样等功能。3.2 电源系统的整体硬件架构3.2.1 主控芯片的选择从数据传输处理的实时性、快速性、实用性以及性能价格比等方面考虑，选用了美国Mirochip公司的数字信号控制器dsPIC30F2010作为本系统逆变控制的主控芯片。数字信号控制器（DSC）是单片嵌入式控制器，它集成了单片机（MCU）的控制功能以及数字信号处理器（DSP）的计算能力和数据吞吐能力。美国微芯公司的dsPIC30F系列数字信号控制器提供了功

35、能强大的16位单片机所具备的所有功能：快速、复杂和灵活的中断处理，丰富的数字和模拟外设，电源管理，可灵活地选择多种时钟模式，上电复位欠压保护，看门狗定时器，代码加密，全速实时仿真以及全速在线调试解决方案。dsPIC30F2010是28脚的增强型16位闪存数字信号控制器，有以下结构特性： 改进的哈佛结构； 单内核无缝集成MCU和DSP； 16位宽度数据通道，24位宽度指令； 软件堆栈； 线性程序存储器容量达4M×24位，线性随机存储器(RAM)容量达32K×16位； 快速、稳定的中断响应； 支持3操作数指令A+B=C； DSP性能，具备硬件乘法器，适于高速复杂运算； 6路PW

36、M输出通道，互补或独立的输出模式，边沿和中心对齐模式，用于互补模式的死区时间控制；3.2.2 系统电源dsPIC30F2010采样先进的CMOS技术，具有宽工作电压范围（2.55.5V），所以选择控制芯片的电平为5V。另外逆变部分选择了IR2103驱动控制功率开关管，工作电压为1020V，所以选择15V作为其工作电压。同时短路保护反馈输入用的运算法大器LM358具有更加宽的工作电压范围：332V，故也选择15V。综上，需要生成5V、15V两种工作电平，考虑使用LM2576。LM2576系列的稳压器是单片集成电路，能提供降压开关稳压器（buck）的各种功能，能驱动3A的负载，有优异的线性和负载调

37、整能力。该系列工作效率比流行的三端稳压器要高得多。但是考虑到系统使用的是36VAC输入，经AC/DC整流滤波之后的母线电压为50V左右，而LM2576的工作输入电压上限为40V，所以必须考虑先进行DC/DC降压。考虑到现有器件的选取方便，决定先使用一级buck降压至2030V范围，再使用7815和7805稳出15V和5V电平。如图3-2所示。图3-2 电平转换电路对于上图中的Q0三极管有三种选择：3DD15、BU406、TIP41C。考虑到印刷电路板的尺寸限制和器件价格成本，选择了TIP41C。此处特别需要注意的是24V稳压管的限流电路R4的选择。因为稳压管正常工作需要达到一定的反向击穿电流，

38、系统在工作时有两种母线电压：49V（外接交流供电）、37V（蓄电池供电）。综合考虑选择了15K作为限流电阻值，这样使稳压管在两种母线电压的情况下都可以正常稳在24V。调试过程中出现选择R4=20K，并在仅接入蓄电池时，稳压管不能稳压的现象。图中的R5为一个零欧电阻，其左边是VDC-是模拟地，右边是数字地，具有隔离作用。在使用万用板搭建电路的时候很容易将两种搞混。特别是在PCB布线的时候，零欧电阻显得特别重要，这样可以利用软件的特性防止将两种地连搞混乱。同时，如果在15V和5V稳压输出端连接一个小阻值的功率电阻，可以方便实际中的硬件调试。这样在不焊电阻的情况下可以先做到电源电路的先调试，避开后面

39、电路的影响。因为在实际调试过程中我们可以先完成，一般都是先对系统电源部分进行调试，待准确无误之后再将系统电源模块接入整个系统，从而有效地防止了由于系统电源的不正常工作而对系统的其他器件造成不必要的损失。3.2.3 时钟电路、复位电路及烧写接口电路dsPIC30F2010提供了两个外部时钟引脚：OSC1/CLKI和OSC2/CLKO/RC15。其中，本系统采用外部无源晶振。选择8MHz晶振，内部16倍频，Fcy=Fosc*16/4=32MHz，对应计数周期为31.25ns。这对于整个电路板的电磁兼容性是很有好处的，因为外部只需要使用较低频率的晶振，避免外部电路干扰时钟，同时也避免了高频时钟干扰板

40、上其他电路。C9、C10取22pF。图3-3 时钟复位及烧写接口在设计复位电路时，一般应从两种复位的需要去考虑，一个是上电复位；另一个是工作中的复位，在靠近VDD端接一个0.1uF的旁路电容可进一步改善电路抗负向瞬变的能力。当VDD小于1V时，MCLR引脚不再吸入电流而变为开路，难以保证低电平有效。和地之间接入下拉电阻，可确保有效。本次设计采用的软件开发环境是Mirochip公司配套的MPlab IDE软件，采用的是ICD2在线仿真调试器/编程器。6芯排线可以直接把ICD2连接到仿真头进行调试，如目标板上已预留5芯插针（ICSP）接口，也可以直接把ICD2连接到目标板进行调试。3.2.4 开关

41、管驱动电路前面已经提到，全桥的单个桥臂的上下两个功率管输入的两个SPWM波是互补带死区的。开关功率管采用的是压控恒流元件IRF540N，它的VGS为20V，ID为33A。截止时，最大漏电流为1A，导通电阻仅有0.04。然而DSC的I/O口输出电压在5V以下，如直接将DSC输出的SPWM信号接至IRF540N的栅极，驱动电压不足以使MOS饱和导通。IRF540N的开启电压是24V,所以应将驱动电压提高到10V以上就可以使其饱和导通了。由于MOSFET开关速度快、易并联、所需驱动功率低等优点已成为开关电源最常用的功率开关器件之一，而驱动电路的好坏直接影响开关电源工作的可靠性及性能指标。一个好的MO

42、SFET驱动电路的要求是：（1）开关管开通瞬时，驱动电路应能提供足够大的充电电流使MOSFET栅源极间电压迅速上升到所需值，保证开关管能快速开通且不存在上升沿的高频振荡；（2）开关管导通期间驱动电路能保证MOSFET栅源极间电压保持稳定使可靠导通；（3）关断瞬间驱动电路能提供一个尽可能低阻抗的通路，供MOSFET栅源极问电容电压的快速泄放，保证开关管能快速关断；（4）关断期间驱动电路最好能提供一定的负电压避免受到干扰产生误导通；（5）另外要求驱动电路结构简单可靠，损耗小，最好有隔离。半桥驱动芯片IR2103有自举供电能力，能在不使用外加隔离电源的情况下方便驱动小功率的全桥电路，因此，用其驱动逆

43、变电路，设计方便，电路可靠性高，且与传统的逆变电路相比使用的元件较少，且结构更加紧凑。图3-4 IR2103典型应用电路Vbs（驱动电路Vb 和Vs 管脚之间的电压差）给集成电路高端驱动电路提供电源。该电源电压必须在10-20V之间，以确保驱动集成电路能够完全地驱动MOS栅极器（MGT）。IR公司的部分驱动集成电路有Vbs欠压保护，当Vbs电压下降到一定值时，将关闭高端驱动输出，这保证了MGT不会在高功耗下工作。Vbs电源是悬浮电源，附加在Vs电压上（Vs通常是一个高频的方波）。有许多方法可以产生Vbs悬浮电源，其中一种就是本设计使用的自举方式。这种方式的好处是简单、低廉，不过也有一定的局限性

44、。占空比和开通时间受限于自举电容的再充电（长时间导通和大占空比时要求有充电泵电路支持），自举电源由二极管和电容组成，见图3-4中的二极管D1和电容C1。电路的工作原理如下：当Vs被拉到地时（通过下端器件或负载，视电路结构而定），15V的Vcc电源通过自举二极管（D1） 给自举电容（C1）充电，因此给Vbs提供一个电源。自举电容C1只在高端器件关断，Vs被拉到地时才被充电。因此低端器件开通时间（或高端器件关断时间）应足够长，以保证被高端驱动电路吸收掉的电容C1上的电荷被完全补充，因此对低端器件的开通时间（或高端器件的关断时间）有最小要求。另外，由于高端器件电路的结构使负载成为充电回路一部分时，负

45、载的阻抗将直接影响自举电容C1的充电。如果阻抗太高，电容将不能充分充电，这时就需要充电泵电路。另外，在高端器件开通时，自举二极管D1必须能够阻止高压，并且应是快恢复二极管，以减小从自举电容向电源Vcc的回馈电荷。如果电容需要长期贮存电荷时，高温反向漏电流指标也很重要。本设计中D1使用的是FR307快恢复二极管。此外在布线时，自举电容要尽可能靠近IR2103的管脚。如图3-5所示，至少有一个低ESR的电容提供就近耦合。例如：如果使用了铝电解电容做为自举电容，就应再用一个瓷电电容。如果自举电容是瓷电或钽电容，自己做为就地耦合也就足够了。图3-5自举电路的推荐布线方式本设计在布板时已将自举电容放在里

46、IR2103最近的左边，达到了理论要求。3.2.5 采样及信号调理电路数字控制的信号电源中，为了实现数字闭环控制调节逆变电压稳定，以及实现过压、欠压保护，必须采集电源的输出电压值。为了实现对蓄电池的充电管理，也必须采样得到蓄电池两端的电压值。同时为了实现短路保护，需要通过相关电路得到电流值。将这些采样得到的数据调节到适合单片机的AD采样范围，然后通过软件的计算转换，做出相应的调节处理，或相应的保护处理。图3-6 输出电压采样电路由于输出为交流电压，所以需要进行变换。输出电压采样电路如图3-6所示。先进行AC/DC变换，然后采样最简便的电阻分压方法采得电压值，输入到单片机的AD采样口。相应的母线

47、电压值采样，以及蓄电池的压差采样都是采样电阻分压的方法进行采样。原理相同，所以不再赘述。图3-7 短路电流采样对于短路保护功能，需要进行电流检测，采样主回路电流。电流的检测一般可以用直接串电阻检测法或者电流互感器检测法。用电流互感器检测精度较高，但成本也高，电路相对复杂。本系统设计中采用直接在全桥接地线返回端串联电阻检测电流的方法。电流检测信号不能太小，如果太小容易被噪声或其他干扰信号淹没，但也不能太大，因为取样电阻是串联在主回路中，太大会引起较大的功耗。一般的，设计取样电阻两端峰值电压为1v比较合适。如图3-7所示，通过串联进入一个小阻值的功率电阻R34=0.3，通过采样R34两端的电压值，

48、完成短路检测。将图3-7中采得的电压值Itrip传送至图3-8中，通过运算放大器LM358 进行比例缩小。图3-8 比例缩放原理如下：当系统在正常工作时，Itrip是一个相对很小的电压，在通过运放比例缩小之后，在正常的电流波动范围里，对I/O口没有影响；当出现短路时，Itrip将会有数量级上的增大，尽管经过LM358比例缩小，但单片机仍将可以检测到一个上升沿脉冲，进而通过软件将所有PWM口清空，实现短路保护，避免进一步恶化。3.2.6 蓄电池切换及充电控制电路对于蓄电池的切换，有软件和硬件两种方式。若采用软件的方法进行蓄电池的切换，将面临一下的问题。首先就是切换的速度问题，控制单元需要通过采样

49、输入电压的回落或异常，然后进行信息处理，在通过持续发出切换控制，将在反应速度上有很大的延迟。而对于一些重要的负载器件来说，掉电时间过长，将会产生很大的损害。本设计采样的是硬件切换，结合试验参数要求，充分利用了二极管的单向导通的性质，设计了这一硬件切换电路。由图3-9可以看到，蓄电池BT0和二极管D4串联母线上。当交流正常供电时，母线为50V左右，而蓄电池的两端电压为3638V，所以此时二极管D4方向截止，蓄电池并未接近母线，系统由外界交流供电；当外界交流掉电时，二极管D4两端电压发生改变，此时正向导通，有约0.7V压降，也成功实现蓄电池电压接入母线。可以发现，通过这一的硬件切换电路，可以快速的

50、实现蓄电池接入，电源供电更加安全。图3-9蓄电池切换及充电控制电路当外接交流供电时，系统可以实现对蓄电池的充电管理。如图3-7，通过母线电压采样Vin和充电压差采样Verr，通过程序比例换算，可以得到蓄电池的两端电压（还需减掉二极管的0.7V压降）。当程序得出蓄电池电压小于24V时，CHARGE变为高电平，通过IR2103驱动IRF540N导通。这样就是先将蓄电池、R15（功率电阻，用于充电限流）串联接入母线，实现充电的目的。当电压回升之后CHARGE重新置低电平，开关管截止，停止充电。3.2.7 滤波输出电路目前，大部分的UPS系统都采用正弦波输出的方式，逆变器也广泛采用正弦脉宽调制（SPW

51、M）方式控制。在这种调制方式下，逆变器输出的电压为基波和谐波分量的叠加，其中基波为所需的工频正弦波，谐波则主要是由载波引起的。本系统中，采用20KHz载波和50Hz正弦调制波进行调制。对产生的矩形脉冲序列进行研究，矩形脉冲序列如图3-10所示。由图可知调制后的矩形脉冲序列随着频率的增高，各谐波分量呈分散趋势。针对这样的谐波，可以在逆变输出端采用简单的L-C低通滤波电路进行有效地滤除。在本设计中，UPS系统采样了电压型逆变器，而PWM脉冲生成系统是个时变的非线性环节。同时，PWM脉冲对开关器件的控制也有多工作状态的组合。为了对第二章UPS逆变控制方法研究UPS的逆变进行有效地控制，应该从实际电气

52、结构中抽象出信号变化的本质，而忽略PWM生成部分和实际逆变器拓扑结构的细节。由于基波的幅值与调制波一致。若忽略高次谐波分量和逆变器的非线性特性而单从低频特性来看，电压型逆变器的输出电压可以看作逆变器直流侧电源电压与当前拍占空比的乘积。在UPS系统中，逆变输出电压的理想值是工频正弦波，而逆变器输出中的高频分量经过滤波器后可以被大大衰减了。因此，采用低频等效模型描述和分析逆变环节是合适的。图3-10 调制后的矩形脉冲序列UPS系统输出滤波器的形式很多，一般都可以等效为各种形式的低通滤波器。本文采用输出接电感电容的滤波形式。为了简化控制环节的设计难度，突出主要矛盾，假定UPS的输出带组性负载，UPS

53、带非线性负载的情况可以按照带线性负载时存在周期性扰动来处理。1,6,23带组性负载的滤波环节如图3-11所示。图3-11 带阻性负载的滤波环节将逆变器、滤波器作为整体考虑，则可得逆变滤波环节传递函数如式3-1所示： （3-1）式中它反映电感的等效内阻、逆变脉冲死区效应以及逆变器各部件的损耗。由上式可见，该环节是二阶阻尼振荡环节，其阻尼系数和自然振荡频率大小及负载电阻的大小相关。阻尼系数和自然振荡角频率分别如式3-2和式3-3所示： （3-2） （3-3）为了对LC滤波环节有更直观的认识，下面计算一下和的典型值。滤波电感L一般为mH级，滤波电容C为µF级，串联等效电阻比较小，一般在1

54、以下，而受UPS输出能力的限制不能太小。以一组模拟系统中常用滤波器参数为例，取L=5mH，C=2µF，=0.50，=20，可求得系统的阻尼系数和自然振荡角频率分别为0.453和3201.6，由式3-2和3-3可知，负载电阻越小（此时负载电流越大），系统的阻尼系数越大，然振荡频率越小，越有利于控制。不过自然振荡频率带不同负载电阻时变化不大，始终是一个比较高的值。在不改变系统振荡频率的情况下，为了在对逆变输出电压采样时能够完整地反映波形的变化，需要采用较高的采样及SPWM调制频率，而这一点采用较高速度的带硬件乘法器的DSC是可以很容易实现的。图3-12 滤波输出电路经过对比效果，以及实际

55、硬件设计验证，本系统选用L=0.5mH，C=10µF，已经取得很好的滤波效果。如图3-12所示。3.3 印刷电路板制作本次设计使用自制印刷电路板进行硬件实体调试，在硬件尺寸上做到了紧凑简约，同时本人自己也学到了很多印刷电路板设计的专业知识。3.3.1 Protel DXP 2004简介本设计电路原理图设计部分使用Protel DXP 2004开发环境。由Altium公司推出的EDA设计软件Protel DXP是一款功能强大、简单易学的电路板设计软件。它是当今PC平台上最优秀的EDA软件之一。相对于Protel 99SE而言它有了很大的提升，各种操作功能更加完备，使用它设计者

56、可以更好地控制PCB设计的整个进程。Protel DXP 2004已不是单纯的PCB（印制电路板）设计工具，而是由多个模块组成的系统工具，分别是SCH（原理图）设计、SCH（原理图）仿真、PCB（印制电路板）设计、Auto Router（自动布线器）和FPGA设计等，覆盖了以PCB为核心的整个物理设计。该软件将项目管理方式、原理图和PCB图的双向同步技术、多通道设计、拓扑自动布线以及电路仿真等技术结合在一起，为电路设计提供了强大的支持。3.3.2系统印刷电路设计图图3-13 系统PCB设计图第4章 软件实现概要本次设计采用MPlab IDE软件，编译环境为C30，采用的是ICD2在线仿真调试器/编程