电子线路高频非线性部分52

1、第第 5 章角度调制与解调电路章角度调制与解调电路5.2调频电路调频电路5.2.1调频电路概述调频电路概述5.2.2直接调频直接调频5.2.3张弛振荡电路实现直接调频张弛振荡电路实现直接调频5.2.4间接调频电路间接调频电路调相电路调相电路5.2.5扩展最大频偏的方法扩展最大频偏的方法5.2.1调频电路概述调频电路概述一、一、直接调频和间接调频直接调频和间接调频1直接调频直接调频( (1) )定义定义调制信号直接控制振荡器的振荡频率，使其不失真地调制信号直接控制振荡器的振荡频率，使其不失真地反映调制信号的变化规律。反映调制信号的变化规律。( (2) )被控的振荡器种类被控的振荡器种类 LC、晶

2、体振荡器晶体振荡器( (产生调频产生调频正弦波图正弦波图 5- -2- -2) )； 张弛振荡器张弛振荡器( (产生调频非正弦波，可通过滤波等方产生调频非正弦波，可通过滤波等方式将调频非正弦波变换为调频正弦波图式将调频非正弦波变换为调频正弦波图 5- -2- -3) )。 2间接调频间接调频( (图图 5- -2- -4) )( (1) )定义定义通过调相实现调频的方法。通过调相实现调频的方法。( (2) )方法方法 由调频与调相的内在联系，将调制信号进行积分，用其由调频与调相的内在联系，将调制信号进行积分，用其值进行调相，便得到所需的调频信号。值进行调相，便得到所需的调频信号。图图 5- -

3、2- -1 正弦波振荡器产生角频正弦波振荡器产生角频率为率为 c 的载波电压的载波电压 Vmcos ct，通过调相器后引入一个附加相通过调相器后引入一个附加相移移 ( c)，即，即 vO(t) = Vmcos ct + ( c)。 若附加相移受到若附加相移受到 v (t) 的积分值的积分值 k1 的控的控制，则输出的调制信号为制，则输出的调制信号为ttvtd)(0 vO(t) = Vmcos ct +kpk1 ttvtd)(0 比较调频波的表达式比较调频波的表达式 输出为调频波。输出为调频波。vO(t) = Vmcos ct +kf ttvtd)(0 vO(t) = Vmcos ct +kf

4、ttvtd)(0 当当 v (t) = V mcos t 时，上式可表示为时，上式可表示为vO(t) = = Vmcos( ct + Mfsin t)vO(t) = Vmcos ct + kpk1 tVsinm式中，式中，Mf = = kp(k1V m/ ) = m/ ， m = kpk1V mMf：调频指数，与调制信号振幅：调频指数，与调制信号振幅 V m 成正比。成正比。调相器：实现间接调频的关键，作用：产生受调制信号调相器：实现间接调频的关键，作用：产生受调制信号振幅振幅 V m 线性控制的附加相移线性控制的附加相移 ( c) 。优点：调相电路的实现比较灵活。优点：调相电路的实现比较灵活

5、。二、调频电路的性能要求二、调频电路的性能要求1调频特性调频特性( (1) )定义定义描述瞬时频率偏移描述瞬时频率偏移 f ( (= f - - fc) ) 随调制电压随调制电压 v 变化的变化的特性。特性。 ( (2) )特性特性如图如图 5- -2- -1 所示所示。图图 5- -2- -1间接调频电路组成方框图间接调频电路组成方框图( (3) )要求要求在特定调制电压范围在特定调制电压范围内是线性的。内是线性的。2调频灵敏度调频灵敏度( (1) )定义定义原点上的斜率原点上的斜率 0Fd)(d= = =vvfS单位为单位为 Hz/V， SF 越大，调制信号越大，调制信号对瞬时频率的控制能

6、力就越强。对瞬时频率的控制能力就越强。( (2) )要求要求当当 v (t) = V mcos t 时，画出的时，画出的 f(t) 波形如波形如图图 5- -2- -2 所所示。图中，示。图中， fm 即为调频信号的最大频偏。即为调频信号的最大频偏。3调频特性的非线性调频特性的非线性( (1) )中心频率偏离量中心频率偏离量若调频特性非线性，则由余弦调制电压产生的若调频特性非线性，则由余弦调制电压产生的 f(t)为为非余弦波形，它的傅里叶级数展开式为非余弦波形，它的傅里叶级数展开式为 f(t) = f0 + fm1cos t + fm2cos2 t + 式中，式中， f0 = f0 fc 为为

7、 f(t) 的平均分量，表示调频信号的中心的平均分量，表示调频信号的中心频率由频率由 fc 偏离到偏离到 f0 ，称为，称为中心频率偏离量中心频率偏离量。( (2) )非线性失真系数非线性失真系数评价调频特性非线性的参数为评价调频特性非线性的参数为1m22mffTHDnn = = =4中心频率准确度和稳定度中心频率准确度和稳定度使接收机正常接收所必须满足的重要性能指标，否则，使接收机正常接收所必须满足的重要性能指标，否则，将造成信号失真，并干扰邻近电台信号。将造成信号失真，并干扰邻近电台信号。5.2.2直接调频直接调频正弦振荡器正弦振荡器张弛振荡器张弛振荡器实现方法实现方法一、工作原理及其性能

8、分析一、工作原理及其性能分析1工作原理工作原理将可变电抗器件接入将可变电抗器件接入 LC 振荡回路中，其电容或电感量振荡回路中，其电容或电感量受调制信号控制，便可实现调频。受调制信号控制，便可实现调频。2可变电抗器件的种类可变电抗器件的种类 铁氧化磁芯绕制的线圈铁氧化磁芯绕制的线圈。电感可变器件，用在扫频仪。电感可变器件，用在扫频仪中，改变通过附加线圈的电流可控制磁场的变化，使磁芯导中，改变通过附加线圈的电流可控制磁场的变化，使磁芯导磁率变化，从而改变主线圈的电感量。磁率变化，从而改变主线圈的电感量。 驻极体话筒或电容式话筒驻极体话筒或电容式话筒。电容可变器件电容可变器件用于便携式用于便携式调

9、频发射机，将声波的强弱变化转换为电容量的变化。接入调频发射机，将声波的强弱变化转换为电容量的变化。接入振荡回路当中，可得瞬时频率按讲话声音强弱变化的调频信振荡回路当中，可得瞬时频率按讲话声音强弱变化的调频信号。号。 变容二极管变容二极管。利用。利用 PN 结反偏呈现的势垒电容而构成，结反偏呈现的势垒电容而构成，应用最为广泛。应用最为广泛。优点：工作频率高、固有损耗小、使用方便。优点：工作频率高、固有损耗小、使用方便。接入方法：全接入、部分接入接入方法：全接入、部分接入1变容二极管作为振荡回路总电容变容二极管作为振荡回路总电容的直接调频电路的直接调频电路( (1) )原理电路原理电路 为为 LC

10、 正弦振荡器中的谐振回路。正弦振荡器中的谐振回路。Cj ：变容二极管的结电容，与：变容二极管的结电容，与 L 共同构成共同构成振荡器的振荡回路振荡器的振荡回路( (全接入全接入) )。振荡频率近似等。振荡频率近似等于回路的谐振频率，即于回路的谐振频率，即 osc 0 =j1LC( (2) )性能分析性能分析 归一化调频特性曲线方程归一化调频特性曲线方程已知变容二极管结电容已知变容二极管结电容的的变容特性变容特性nVvCvC)/1()0()(Bjj- -= =VB ：PN 结的内建电位差，结的内建电位差，Cj(0)：v = 0 时的结电容，时的结电容，n ：变容指数，由：变容指数，由 PN 结工

11、艺结构定，在结工艺结构定，在 6 之间。之间。31变容二极管总电压变容二极管总电压 v = -(-( VQ + v )，且，且| |v | | VQ，代，代入入 nnnnnnxCVVvVVCVVvVVVVVCVvVVVVVVCVvVCvC)1(11)0()0()0(1)0()(QjQBBQjQBQBBQBjBQBQBQBjBQjj = = = = = = = = = = ( (5- -2- -8) )( (5- -2- -8) )nxCvC)1()(Qjj = =式中，式中， ( (5- -2- -9) )，nVVCC)/1()0(BQjQj = =BQVVvx = =式中，式中，CjQ 变变

12、容二极管在静态工作点容二极管在静态工作点 Q 上的结电容上的结电容，x 为为归归一化一化的调制信号电压的调制信号电压，其值，其值恒小于恒小于 1。 j1LC将将 Cj 代入代入 osc 0 = 中，得中，得2)1()1(1 cQjj0oscnxLCxLCn = = = = = ( (5- -2- -10) )式中，式中，为为 v = 0 的振荡的振荡( (载波载波) )角频率，与角频率，与 VQ 有有关。关。 Qjc1LC= = 2)1()1(1 cQjj0oscnxLCxLCn = = = = = ( (5- -2- -10) )式式( (5- -2- -10) )为归一化调频特性曲线方程，

13、反映了振荡角频率为归一化调频特性曲线方程，反映了振荡角频率 osc 随随 x( (即即 v ) )变化的关系式。变化的关系式。 归一化调频特性曲线归一化调频特性曲线：指数指数 n 不同，不同， f / fc 随随 x 变变化的曲线。化的曲线。 f / fc 随随 x 变化的曲线变化的曲线如如图图 5- -2- -4 所示所示 ，可见，除，可见，除 n = 2 外，调频特性曲线均为非外，调频特性曲线均为非线性曲线。线性曲线。图图 5- -2- -4归一化调频特性曲线归一化调频特性曲线所以，变容二极管作为振荡所以，变容二极管作为振荡回路总电容，应选用回路总电容，应选用 n = 2 的的超超突变结突

14、变结变容管。否则，调制器将变容管。否则，调制器将出现非线性失真，或使中心频率出现非线性失真，或使中心频率偏离偏离 c c 值。值。 直接调频电路的性能直接调频电路的性能 当当 v (t) = V mcos t 时，归一时，归一化调制信号电压化调制信号电压tmtVVVxcoscosBQm= = = =其中其中，m = V m /( (VQ + VB)，若设，若设 m 足够小，可以忽略式足够小，可以忽略式( (5- -2- -10) ) 级数展开式中，级数展开式中，x的三次方及其以上各次方项，则的三次方及其以上各次方项，则图图 5- -2- -4归一化调频特性曲线归一化调频特性曲线! 2)12/(

15、2/21)1()(2c2/coscxnnxnxxn- - = = 将将 代入，利用代入，利用tmxcos= =)2cos1(21cos2xx = =2cos)12(81cos2)12(811 )(22cosctmnntmnmnnx- - - - 可求得调频波的：可求得调频波的：A最大频偏最大频偏cm2 mn B中心频率偏移中心频率偏移 c 的数值的数值c2c)12(81 mnn- - C二次谐波分量的最大角频偏二次谐波分量的最大角频偏c2m2)12(81 mnn- - D调频波的二次谐波失真系数调频波的二次谐波失真系数)12(4m2mf2- - = =nmk E中心角频率的相对偏离值中心角频率

16、的相对偏离值2cc)12(81mnn- - ( (3) )讨论讨论 变容二极管选定，变容指数变容二极管选定，变容指数 n则则定，增大定，增大 m可增大相对可增大相对频偏，频偏， 但同时增大了但同时增大了非线性失真系数非线性失真系数 kf2和和中中心频率偏移心频率偏移 c c( )( )，2cc)12(81mnn- - ，)12(4m2mf2- - = =nmk c2c)12(81 mnn- - 故，故，最大相对频偏受最大相对频偏受 kf2 和和 c c 的限制。在满足的限制。在满足 kf2 和和 c c的条件下，提高的条件下，提高 c 可以增大调频波的最大角频偏值可以增大调频波的最大角频偏值

17、m。 当当 n = 2 时，时， c = 0， 2m = 0，实现不失真调频。，实现不失真调频。cm2 mn 变容二极管由变容二极管由 PN 结组成，其性能受温度影响较大，结组成，其性能受温度影响较大，为减少影响，可采用为减少影响，可采用部分接入部分接入电路。电路。2变容二极管部分接入振荡回路的直接调频电路变容二极管部分接入振荡回路的直接调频电路( (1) )原理电路原理电路变容二极管部分接入变容二极管部分接入( (Cj 先和先和 C2 串接，再和串接，再和 C1 并接并接) )的的振荡回路。振荡回路。( (2) )性能分析性能分析回路总电容为回路总电容为j2j21CCCCCC = = nxC

18、C)1(jQj = =代入，则代入，则Qj2Qj21Qj2Qj21)1()1()1(CxCCCCxxCCCCCCnnn = = = =)1(11)(Qj2Qj21oscCxCCCCLLCxn = = = 相应的调频特性方程相应的调频特性方程 ( (3) )讨论讨论若将回路总电容视作一个等效的变容二极管，则等效变若将回路总电容视作一个等效的变容二极管，则等效变容指数容指数 n 必将小于变容二极管指数，故为实现线性调频：必将小于变容二极管指数，故为实现线性调频： 必必须选用须选用 n 大于大于 2 的变容二极管。的变容二极管。 正确选择正确选择 C1 和和 C2 的大小。的大小。部分接入，结电容仅

19、为回路总电容的一部分，对振荡频部分接入，结电容仅为回路总电容的一部分，对振荡频率的调变能力比全部接入低。率的调变能力比全部接入低。图图 5- -2- -7由图：由图：C2 主要影响低频区主要影响低频区的调制特性曲线的调制特性曲线图图 5- -2- -6图图 5- -2- -7C1 主要影响高频区的调频特性线。主要影响高频区的调频特性线。 部分接入，最大角频偏：部分接入，最大角频偏：)(1Qj2Qj21cCCCCCL = = pmncm2 = = 式中式中p = (1 + p1)(1 + p2 + p1 p2) p1 = CjQ / C2， p2 = C1 / CjQcm2 mn 比较全部接入最

20、大角频偏：比较全部接入最大角频偏： 可见，减小了可见，减小了 1/p，而，而 p 恒大恒大 于于 1。当当 CjQ 一定时，一定时，C2 越小，越小，P1 越大；越大；C1 越大，越大，P2 越大，其越大，其结果都使结果都使 p 值增大，因此值增大，因此 m 越小。越小。 二、电路组成二、电路组成控制电路的接入原则：既可将控制电路的接入原则：既可将 VQ 和和 v 加到变容二极管上，实现控制作用，加到变容二极管上，实现控制作用，又不影响振荡器的正常工作。又不影响振荡器的正常工作。L1：高频扼流圈，对高频开路，对直流和调制频率短路。：高频扼流圈，对高频开路，对直流和调制频率短路。C2：高频滤波电

21、容，对高频短路，对调制频率开路。：高频滤波电容，对高频短路，对调制频率开路。C1：隔直电容。对高频短路，对调制频率开路，：隔直电容。对高频短路，对调制频率开路，VQ 和和 v 可有效加到变容二极管上。可有效加到变容二极管上。 对于高频，由于对于高频，由于 L1 开路、开路、C2 短路，因而是由短路，因而是由 L 和和 Cj 组成的振荡电路，不受控制电路影响。组成的振荡电路，不受控制电路影响。 对于直流和调制频率，对于直流和调制频率，C1 阻断，因而阻断，因而 VQ 和和 v 可有效可有效地加到变容二极管上，不受振荡回路影响。地加到变容二极管上，不受振荡回路影响。 实际电路：实际电路：( (1)

22、 )中心频率为中心频率为 140 MHz 的变容二极管直接调频电路。的变容二极管直接调频电路。图图 5- -2- -9140 MHz 变容管直接调频电路变容管直接调频电路 T 的直流偏置：双电源供电的直流偏置：双电源供电 振荡电路变容管全接入的振荡电路变容管全接入的电感三点式电感三点式 D 的直流偏置的直流偏置 调制信号接入调制信号接入 型滤波型滤波( (2) ) 中心频率为中心频率为 90 MHz 的直接调频电路的直接调频电路图图 5- -2- -1190 MHz 直接调频电路及其高频通路直接调频电路及其高频通路 Q 点点 振荡电路：变振荡电路：变容管部分接入、电容容管部分接入、电容三点式三

23、点式 变容管控制电变容管控制电路路 调 制 电 路 ：调 制 电 路 ：v (t) 经经 47 F 隔直电隔直电容和容和 47 H 高频扼流高频扼流圈加到变容管上圈加到变容管上( (3) ) 100 MHz 晶体振荡器的变容二极管直接调频电路晶体振荡器的变容二极管直接调频电路图图 5- -2- -12晶体振荡器的变容管直接调频电路晶体振荡器的变容管直接调频电路T1：音频放大器；：音频放大器； T2 ：皮尔斯晶体振荡器：皮尔斯晶体振荡器谐振回路：调谐在三次谐波谐振回路：调谐在三次谐波5.2.3张弛振荡电路实现直接调频张弛振荡电路实现直接调频用调制信号控制张弛振荡电路的充放电电流，便可改变用调制信

24、号控制张弛振荡电路的充放电电流，便可改变电路的振荡频率，实现直接调频。载波为方波或三角波，经电路的振荡频率，实现直接调频。载波为方波或三角波，经过滤波器或波形变换器变成调频正弦波。过滤波器或波形变换器变成调频正弦波。一、一、张弛振荡器直接调频电路张弛振荡器直接调频电路 张弛振荡器直接调频电路张弛振荡器直接调频电路如如图图 5- -2- -13 所示所示。电路为射极耦合多谐振荡器。电路为射极耦合多谐振荡器。 T1，T2 接成交叉耦合正反馈接成交叉耦合正反馈放大器。放大器。 设起始状态：设起始状态：T1 导通，导通，T2 截止。截止。VCC 向电容向电容 C 充电，充电电流充电，充电电流为为 I0

25、。vE1 基本不变，基本不变，vE2 下降。下降。当当 vE2 = VCC - - VD(on)1 - - VBE(on) 时：时：T2 导通，导通，T1 截止。截止。 电容反向充电，充电电流为电容反向充电，充电电流为 I0。vE2 基本不变，基本不变， vE1 下降。下降。 当当 vE1 = VCC - - VD(on)2 - - VBE(on) 时：时：T1 导通，导通，T2 截止。截止。重复以上过程，在集电极得到对称方波电压。重复以上过程，在集电极得到对称方波电压。 如果：如果：VD(on)1 = VD(on)2 = VBE(on)，方波电压频率为方波电压频率为BE(on)04CVIf

26、= =用调制电压控制用调制电压控制 I0可以得到调可以得到调频方波电压。频方波电压。集成压控射极耦合多谐振荡器集成压控射极耦合多谐振荡器 M1658 如如图图 5- -2- -14 所所示示。 最 高 振 荡 频 率最 高 振 荡 频 率 155 MHz。 T3 T6：交叉耦：交叉耦合正反馈放大器，其合正反馈放大器，其中中 T3，T4 为射随器，为射随器，起隔离、电平位移和起隔离、电平位移和改善波形作用。改善波形作用。T7、T8、T14：差分放大器，防止：差分放大器，防止 T5、T6 进入饱和区。进入饱和区。T11、T12：差分放：差分放大器偏置电流源的固定大器偏置电流源的固定部分。部分。 T

27、9、T10：差分放：差分放大器偏置电流源的可变大器偏置电流源的可变部分。部分。 T15：射随器，输：射随器，输入调制电压，控制偏置入调制电压，控制偏置电流源的可变部分。电流源的可变部分。 和和 输出极性输出极性相反的方波电压。相反的方波电压。二、调频非正弦波转换为调频正弦波二、调频非正弦波转换为调频正弦波1调频方波调频方波参见参见 图图 5- -2- -15。调频方波电压电压表达式调频方波电压电压表达式v(t) = = VmK2( c t Mf sin t)tMt sincf = =令令有有 - - = = = cmcmcmc2m5cos43cos4cos4)()(VVVKVtv - - =

28、= = cmcmcmc2m5cos43cos4cos4)()(VVVKVtv得到调频方波的傅里叶级数展开式得到调频方波的傅里叶级数展开式 - - = =)sin55cos(4)sin33cos(4)sincos(4)(fcmfcmfcmtMVtMVtMVtv 通过中心频率为通过中心频率为 n c 的带通滤波器，可取出其中的带通滤波器，可取出其中 n 次谐次谐波的调频正弦波。其载波角频率为波的调频正弦波。其载波角频率为 n c，调频指数为，调频指数为 nMf。为保证调频波不失真，带通滤波器的带宽应大于所取频为保证调频波不失真，带通滤波器的带宽应大于所取频谱宽度，同时为避免频谱重叠，取谱宽度，同时

29、为避免频谱重叠，取c222)()(fBWBWnn 式中，式中，(BW )n + 2 和和 (BW )n 分别为调频方波中分别为调频方波中 (n + 2) 次和次和 n 次谐波分量所占据的有效频谱宽度。次谐波分量所占据的有效频谱宽度。 参见图参见图 5- -2- -16。重复以上过程，在集电极得到对称方波电压。重复以上过程，在集电极得到对称方波电压。 2调频三角波调频三角波调频三角波如图调频三角波如图 5- -2- -17 所所示。示。三角波傅里叶级数展开式为：三角波傅里叶级数展开式为：)5sin13sin1(sin8)(ccc2m - - = = tttVtv 单音调制时，令单音调制时，令 t

30、Mt sincf = =调频三角波的傅里叶展开式为：调频三角波的傅里叶展开式为： - - = = - - = = )sin55sin(1)sin33sin(1)sinsin(8)5sin13sin1(sin8)(fcfcfc2mccc2mtMttMttMtVVtv 通过带通滤波器可以取出载波角频率为通过带通滤波器可以取出载波角频率为 n c 调频指数为调频指数为nMf 的调频正弦波。的调频正弦波。调频三角波还可以通过非线调频三角波还可以通过非线性变换网络变为调频正弦波。性变换网络变为调频正弦波。 将调频三角波变换为调频正弦波，可以采用图将调频三角波变换为调频正弦波，可以采用图 5- -2- -

31、18( (a) )所示的非线性变换网络所示的非线性变换网络。非线性变换网络一般由非线性变换网络一般由精密转折点电路近似实现。精密转折点电路近似实现。 = =1momO2sin)(vVVtv当当 vi = vc 时时 tVTVVVvcomcmmomosin42sin = = = =采用上述电路，毋须滤采用上述电路，毋须滤除不需要的谐波分量，频率除不需要的谐波分量，频率可在更宽的范围内调变。可在更宽的范围内调变。张弛振荡器调频可以产张弛振荡器调频可以产生频偏大，调制线性好的调生频偏大，调制线性好的调频波，电路便于集成化是目频波，电路便于集成化是目前广泛采用的直接调频电路。前广泛采用的直接调频电路。

32、缺点是载波频率不能很高。缺点是载波频率不能很高。5.2.4间接调频电路间接调频电路调相电路调相电路调频方法：调频方法：直接调频直接调频间接调频间接调频 实现间接调频电路的关键：调相电路。实现间接调频电路的关键：调相电路。图图 5- -2- -1实现方法：实现方法：矢量合成法矢量合成法可变相移法可变相移法可变时延法可变时延法一、矢量合成法调相电路一、矢量合成法调相电路( (1) )原理原理单音调制时，调相信号的表达式为单音调制时，调相信号的表达式为vO(t) = Vmcos( ct + Mpcos t)= Vmcos ct cos(Mpcos t) - - Vmsin ct sin(Mpcos

33、t)vO(t) = Vmcos( ct + Mpcos t)= Vmcos ct cos(Mpcos t) - - Vmsin ct sin(Mpcos t)当当 Mp ( /12)，窄带调相时，窄带调相时，cos(Mpcos t) 1，sin(Mpcos t) Mpcos t，由此产生的误差小于，由此产生的误差小于 3%。vO(t) =Vmcos ct cos(Mpcos t) - - Vmsin ct sin(Mpcos t) Vmcos ct - -Vm Mpcos t sin ct近似由载波信号近似由载波信号( (Vmcos ct) )和双边带信号和双边带信号 ( (Vm Mp cos

34、 t sin ct) )叠加而成。用矢量表示，两矢量相互正交，其中叠加而成。用矢量表示，两矢量相互正交，其中双边带信号矢量的长度按双边带信号矢量的长度按 VmMpcos t 的规律变化。的规律变化。( (2) )实现模型实现模型( (a) )( (b) )图图 5- -2- -19矢量合成法调谐电路的实现模型及其矢量合成原理矢量合成法调谐电路的实现模型及其矢量合成原理( (a) )实现模型实现模型( (b) )矢量合成原理矢量合成原理如图如图 5- -2- -19 所示所示，设，设 AM = 1，原理上，这种方法只能，原理上，这种方法只能不失真地产生不失真地产生 Mp ( /12) 的窄带调相

35、波。的窄带调相波。vo(t) Vmcos ct - -Vm Mpcos t sin ct窄带调相波就是这两个正交矢量合成的产物，故称之为窄带调相波就是这两个正交矢量合成的产物，故称之为矢矢量合成法量合成法。二、可变相移法调相电路二、可变相移法调相电路1实现原理实现原理载波电压载波电压 Vmcos ct 通过可控相移网络通过可控相移网络 这个网络在这个网络在 c 上产生的相移上产生的相移 ( c) 受调制电压的控制受调制电压的控制 ，且呈线性关系即，且呈线性关系即 ( c) = kpv (t) = Mpcos t，其输出电压便为所需的调相波，其输出电压便为所需的调相波，即即 vo(t) = Vm

36、cos ct + ( c) = Vmcos( ct + Mpcos t)2实现方法实现方法变容二极管调相电路变容二极管调相电路( (1) )原理图原理图图图 5- -2- -24可变时延法调相电路的实现模型可变时延法调相电路的实现模型Cj ( (D) )、L 组成谐振回路，由角频为组成谐振回路，由角频为 c 的电流源的电流源 iS(t) = Ismcos ct 激励；激励； Re：回路的谐振电阻。：回路的谐振电阻。图图 5- -2- -22( (a) () (b) )( (2) )工作原理工作原理并联谐振回路，阻抗：并联谐振回路，阻抗：)(j00eeze )()(2j1)j ( ZQRZ= =

37、- - = =其中：其中：j0e0ee1LCLRLRQ= = = = ，)(2arctan)()(21)(00e200ee - - -= =- - = =QQRZz，若加在变容二极管上的电压若加在变容二极管上的电压 v = - (- (VQ+v ) = - - ( VQ+V mcos t)，相应的相应的 Cj 为为 nntmCVVvCC)cos1()1(jQQBjQj = = = =设设 v = 0，Cj = CjQ ，谐振回路的谐振角频率，谐振回路的谐振角频率 0 等于输等于输入激励电流的角频率入激励电流的角频率 c ，即，即 0 = c = 1/ ，当加上，当加上 v ， 0将随将随 v

38、而变化，其值而变化，其值( (参考参考式式 5- -2- -10) )为为jQLC2/c00)cos1()()(ntmtv = = = 图图 5- -2- -21(b)回路提供的相移回路提供的相移 z( ) 将随将随 v 即即 0 而变化。而变化。因此，因此，iS(t) 在回路上产生的电压将在回路上产生的电压将是相位受是相位受 v 调变的调相信号。调变的调相信号。3不失真调相的条件不失真调相的条件( (1) )对对 m 的限制的限制将将 用幂级数用幂级数2/c00)cos1()()(ntmtv = = = - - - - - = = 32! 3)2)(1(! 2)1(1)1(xnnnxnnnx

39、xn展开展开 - - = =)cos2)12(2cos21()(22c0tmnntmnt！ 忽略二次方小项忽略二次方小项)()cos21()(0cc0ttmnt = = 式中式中tmntcos2)(c0 = =可见，可见， 必为小值。必为小值。BQmVVVm = =( (2) )对对 Mp 的限制的限制根据正切函数特性，当根据正切函数特性，当 时，时，tan z( ) z( )，由此引入的误差小于由此引入的误差小于 10%，工程上是允许的。因此，工程上是允许的。因此6)(z )()(2)()(2arctan)(00e00ezttQttQ - - - - - -= =当当 = c 时时e0c00

40、c0ccecz)()(2)()(2)(QttttQ = = - - - 通常满足通常满足 0(t) c，上式简化为，上式简化为6coscos)(2)(peec0cz = = = tMtnmQQt 式中，式中，Mp = QenmMp 应小于应小于 /6。)()(2)()(2arctan)(00e00ezttQttQ - - - - - -= =e0c00c0ccecz)()(2)()(2)(QttttQ = = - - - 6coscos)(2)(peec0cz = = = tMtnmQQt 结论：结论：不失真调相条件不失真调相条件选用选用 n = 2 的变容二极管。的变容二极管。限制限制 m

41、为小值，保证为小值，保证 0(t) 不失真地反映不失真地反映 v 。 限制限制 Mp 小于小于 /6。4实际电路实际电路( (p278，图，图 5- -2- -22) )图图 5- -2- -22( (a) )实用电路实用电路( (b) )高频通路高频通路( (c) )调制频率通路调制频率通路L 、D ：谐振回路。：谐振回路。 R1 和和 R2 ：隔离电阻隔：隔离电阻隔离谐振回路输入和输出。离谐振回路输入和输出。R4：隔离电阻，隔离：隔离电阻，隔离变容二极管控制电路、偏变容二极管控制电路、偏压源压源(9V)、调制信号源。调制信号源。 C1、 C2 、 C3 ：隔直耦合电容。：隔直耦合电容。R3

42、、C4 ：高频波；高频波；音频积分音频积分若若 C4 取值较大，则取值较大，则 v ( (t) ) 在积分电路在积分电路 R3C4 中产生的电流中产生的电流 i (t) v (t) / R3，向电容，向电容 C4 充电，充电，故故 D 上的调制信号电压上的调制信号电压ttvCRttiCtvttd)(1d)(1)(04304 = = = 若若 v (t) = V mcos t，D 上的调制信号电压上的调制信号电压tCRVtvsin)(43m= = 这样，调相电路便转换为这样，调相电路便转换为间接调频电路间接调频电路。三、可变时延法调相电路三、可变时延法调相电路1原理原理将载波电压通过可控时延网络

43、，将载波电压通过可控时延网络，如图如图 5- -2- -24 所示所示。图图 5- -2- -24可变延时法调相电路的实现模型可变延时法调相电路的实现模型2电路电路时延网络的输出电压为时延网络的输出电压为vo(t) = Vmcos c(t - - )图图 5- -2- -24可变延时法调相电路的实现模型可变延时法调相电路的实现模型vo(t) = Vmcos c(t - - )若若 受调制信号线性控制，受调制信号线性控制， = kdv , ,则则 vo(t) 为所需的为所需的调相波。即调相波。即 vo(t) = = Vmcos( ct - - ckd v ) = Vmcos( ct - - Mpcos t)式中式中，Mp = ckdV m ，最大可达，最大可达 0.8 。四、间接调频与直接调频电路性能上的差别四、间接调频与直接调频电路性能上的差别调相电路能够提供的最大线性相移调相电路能够提供的最大线性相移 Mp 均受到调相特性均受到调相特性非线性的限制，且其值都很小。非线性的限制，且其值都很小。对间接调频对间接调频Mf = kp(k1V m/ ) = m/ ( (5- -2- -3) )故故 m = kpk1V m ，调相电路选定后，只与，调相电路选定后，只与 V m 有关而与有关而与 c c 无关。无关。