sar-adc调研报告

1、逐次逼近寄存器型ADC调研报告课程名称：数模混合集成电路设计专业（年级）：集成电路设计与集成系统(2011)组员（学号）：某某某(*)某某某（*）某某某（*提交日期：2014年10月13日、组员分工查阅文献情况:序号组员（学号）所查阅文献<格式：义献名称，作者，出版期刊名称，出版年，刊方（卷）：起始页数-终止页数1某某某(*)参考文献1-1:低功耗高精度逐次逼近型模数转换器的设计，袁小龙；梦恋；吴晓波；严晓浪，大学学报,2005-10，第40卷12期,1-4页参考义献1-2:逐次比较式A/D转换器的教学研究，惠星星，教育学院学报，2012-06,116期，163-164页1-3:Anal

2、ysisanddesignofhighperformancefrequency-interleavedADC,QiuLei,IEEE,Year:2013,116,Page:2022-2025沙戏1-4:DigitallyCalibrated768-kS/s10-bMinimum-SizeSARADCArrayWithDithering,惠星星,IEEE,Year:2012,12933499,Page:2129-21402某某某(*)参考文献2-1:用于SOC系统的逐次逼近型ADC设计，龙善丽；殷勤；吴建辉；王沛同体电子学研究与进展,2007-08,第27卷第3期,382-383页参考文献2-2

3、:一种基于蓝牙射频电路可测性设计的8位逐次逼近型ADC,坚；洪志良，应用科学学报，2004-12,第22卷第4期，475-476页2-3:IncreasingtheADCprecisionwithoversamplinginaflashADC,Abumurad,A.Dept.ofComput;Sci.&Eng.,PennsylvaniaStateUniv.,UniversityPark,PA,USA；KyusunCho,IEEE,Year:2012-10,13357010,Page:1-4沙戏2-4:A100MHzS/s,7bitVCO-basedADCwhichisusedintim

4、einterleavedADCarchitectures,RuihaoSi;Inst.ofMicroelectron.,TsinghuaUniv.,Beijing,China;FuleLi;ChunZhangIEEE,Year:2012,12746017,Page:4-73某某某(*)参考文献3-1:逐次逼近模数转换器的研究及设计，常昊，D,电子科技大学，2010年，03期，11-15页参考文献3-2:一种8通道12位逐次逼近式A/D转换器的设计，新芒；银堂；朱樟明，电子工程师，2007年，04期，19-23页沙戏3-3:A40-GHz-bandwidth,4-bit,time-interle

5、avedA/Dconverterusingphotoconductivesampling,Urata,R.,Solid-StateCircuits,Year:2004,Page:2021-20303-4:DesignofAnalogCMOSIntegradedCircuit,BehzadRazavi,Year：2010,Issue:5,Page：370-420引言逐次逼近寄存器型（SAR膜拟数字转换器（ADC）是采样速率低于5Msps（每秒百万次采样）的中等至高分辨率应用的常见结构。SARADC的分辨率一般为8位至16位，具有低功耗、小尺寸等特点。这些特点使该类型ADC具有很宽的应用围，例如便

6、携/电池供电仪表、笔输入量化器、工业控制和数据/信号采集等。顾名思义，SARADC实质上是实现一种二进制搜索算法。所以，当部电路运行在数兆赫兹（MHz）时，由于逐次逼近算法的缘故，ADC采样速率仅是该数值的几分之一。1. SARADC的架构尽管实现SARADC的方式千差万别，但其基本结构非常简单（见图1）。模拟输入电压（VIN）由采样/保持电路保持。为实现二进制搜索算法，N位寄存器首先设置在中间刻度（即：100.00,MSB设置为1）。这样，DAC输出（VDAC）被设为VREF/2,VREF是提供给ADC的基准电压。然后，比较判断VIN是小于还是大于VDACo如果VIN大于VDAC,则比较器输

7、出逻辑高电平或1,N位寄存器的MSB保持为1。相反，如果VIN小于VDAC,则比较器输出逻辑低电平，N位寄存器的MSB清0o随后，SAR控制逻辑移至下一位，并将该位设置为高电平，进行下一次比较。这个过程一直持续到LSR上述操作结束后，也就完成了转换，N位转换结果储存在寄存器1-10图1.简单的N位SARADC架构图2给出了一个4位转换示例，y轴（和图中的粗线）表示DAC的输出电压。本例中，第一次比较表明VIN<VDACo所以，位3置为0。然后DAC被置为01002,并执行第二次比较。由于VIN>VDAC,位2保持为1。DAC置为01102,执行第三次比较。根据比较结果，位1置0,D

8、AC又设置为01012,执行最后一次比较。最后，由于VIN>VDAC,位0确定为11-2。d£Vref-i11H11MUref； 11A11 11 ii1附REF-niIiiilliIIti!$1/Vref-f:;Vih1HIhIE.BIT3-0J-1'BITI-61BiF0-i!；(LS8):kb图2.SAR工作原理（以4位ADC为例）注意，对于4位ADC需要四个比较周期。通常，N位SARADC需要N个比较周期，在前一位转换完成之前不得进入下一次转换2-1o由此可以看出，该类ADC能够有效降低功耗和空间，当然，也正是由于这个原因，分辨率在14位至16位，速率高于几Ms

9、ps（每秒百万次采样）的逐次逼近ADC极其少见。一些基于SAR结构的微型ADC已经推向市场1-3。MAX1115/MAX1116和MAX1117/MAX11188位ADC以及分辨率更高的可互换产品MAX1086和MAX1286（分别为10位和12位），采用微小的SOT23封装，尺寸只有3mmx3mm。12位MAX11102采用3mmx3mmTDFN封装或3mmx5mmWAX?封装2-2。SARADC的另一个显著的特点是：功耗随采样速率而改变。这一点与闪速ADC或流水线ADC不同，后者在不同的采样速率下具有固定的功耗。这种可变功耗特性对于低功耗应用或者不需要连续采集数据的应用非常有利（例如，用于

10、PDA数字转换器）1-4。2. SAR的深入分析SARADC的两个重要部件是比较器和DAC,稍后我们可以看到，图1中采样/保持电路可以嵌入到DAC,不作为一个独立的电路。SARADC的速度受限于： DAC的建立时间，在这段时间必须稳定在整个转换器的分辨率以（如：?LSB） 比较器，必须在规定的时间能够分辨VIN与VDAC的微小差异逻辑开销2.1 DACDAC的最大建立时间通常取决于其MSB的建立时间，原因很简单，MSB的变化代表了DAC输出的最大偏移。另外，ADC的线性也受DAC线性指标的限制。因此，由于元件固有匹配度的限制，分辨率高于12位的SARADC常常需要调理或校准，以改善其线性指标。

11、虽然这在某种程度上取决于处理工艺和设计，但在实际的DAC设计中，元件的匹配度将线性指标限制在12位左右2-3。许多SARADC采用具有固有采样/保持功能的电容式DAC。电容式DAC根据电荷再分配的原理产生模拟输出电压，由于这种类型的DAC在SARADC中很常用，所以，我们最好讨论一下它们的工作原理3-1。电容式DAC包括一个由N个按照二进制加权排列的电容和一个“空LSB'电容组成的阵列。图3是一个16位电容式DAC与比较器相连接的例。采样阶段，阵列的公共端（所有电容连接的公共点，见图3）接地，所有自由端连接到输入信号（模拟输入或VIN）。采样后，公共端与地断开，自由端与VIN断开，在电

12、容阵列上有效地获得了与输入电压成比例的电荷量。然后，将所有电容的自由端接地，驱动公共端至一个负压-VIN2-40图3.16位电容式DAC示例作为二进制搜索算法的第一步,MSB电容的底端与地断开并连接到VREF驱动公共端电压向正端移动？VREE因此，VCOMMON=-VIN+?XVREF如果VCOMMON<0（即VIN>?XVREF）比较器输出为逻辑1。如果VIN<?XVREF比较器输出为逻辑0o如果比较器输出为逻辑1,MSB电容的底端保持连接至VREE否则，MSB电容的底端连接至地。接下来，下一个较小电容的底端连接至VREF将新的VCOMMON电压与地电位进行比较。继续上述过

13、程，直至所有位的值均确定下来。简言之，VCOMMON=-VIN+BN-1XVREF/2+BN-2XVREF/4+BN-1XVREF/8+.+B0XVREF/2N-1（B比较器输出/ADC输出位广2。2.1.1 DAC校准对于一个理想的DAC来讲，每个与数据位相对应的电容应该精确到下一个较小电容的两倍。在高分辨率ADC（如16位）中，这会导致过宽的数值围，以致无法用经济、可行的尺寸实现。16位的SARADC（如MAX195）实际由两列电容组成，利用电容耦合减小LSB阵列的等效容值。MSB阵列中的电容经过微调以降低误差。LSB电容的微小变化都将对16位转换结果产生明显的误差。不幸的是，仅仅依靠微调

14、并不能达到16位的精度，或者补偿由于温度、电源电压或其它参数的变化所造成的性能指标的改变。考虑到上述原因，MAX195部为每个MSB电容配置了一个校准DAC,这些DAC通过电容耦合到主DAC输出，根据它们的数字输入调节主DAC的输出。校准时，首先要确定用于补偿每个MSB电容误差的修正代码，并存储该代码。此后，当主DAC对应的数据位为高电平时就把存储的代码提供给适当的校准DAC,补偿相关电容的误差。一般由用户发起校准过程，也可以在上电时进行自动校准。为降低噪声效应，每个校准过程都执行许多次（MAX195大约持续14,000个时钟周期），结果取平均值。当供电电压稳定后最好进行一次校准。高分辨率AD

15、C应该在电源电压、温度、基准电压或时钟等任何一个参数发生显著变化后进行再校准，因为这些参数对直流偏移有影响。如果只考虑线性指标，可以容许这些参数有较大改变。因为校准数据是以数字方式存储的，无需频繁转换即可保持足够的精度3-3o2.2 比较器比较器需要具有足够的速度和精度，尽管比较器的失调电压不影响整体的线性度，它将给系统传输特性曲线带来一个偏差，为减小比较器的失调电压引入了失调消除技术。然而，还必须考虑噪声，比较器的等效输入噪声通常要设计在1LSB以。比较器必须能够分辨出整个系统精度以的电压，也就是说比较器需要保证与系统相当的精度。3. SARADC与其它ADC结构的比较3.1 与流水线ADC

16、相比流水线ADC采用一种并行结构，并行结构中的每一级同时进行一位或几位的逐次采样。这种固有的并行结构提高了数据的吞吐率，但要以功耗和延迟为代价。所谓延迟，在此情况下定义为ADC采样到模拟输入的时间与输出端得到量化数据的时间差。例如，一个5级流水线ADC至少存在5个时钟周期的延迟，而SAR只有1个时钟周期的延迟。需要注意的是，延迟的定义只是相对于ADC的吞吐率而言，并非指SAR的部时钟，该时钟是吞吐率的许多倍。流水线ADC需要频繁地进行数字误差校准，以降低对流水线上每一级闪速ADC（即比较器）的精度要求。而SARADC的比较器精度只需与整体系统的精度相当即可。流水线ADC一般比同等级别的SAR需

17、要更多的硅片面积。与SAR一样，精度高于12位的流水线ADC通常需要一些某种形式的微调或校准。3.2 与闪速ADC相比闪速ADC由大量的比较器构成，每个比较器包括一个宽带、低增益预放大器和锁存器。预放大器必须仅用于提供增益，不需要高线性度和高精度，这意味着只有比较器的门限值才需具有较高的精度。所以，闪速ADC是目前转换速率最快的一种架构。通常需要折衷考虑闪速ADC的速度以及SARDAC的低功耗和小尺寸特性。尽管极高速的8位闪速ADC（以及它们的折叠/插变种）具有高达1.5Gsps的采样速率（例如MAX104、MAX106和MAX108）,但很难找到10位的闪速ADC,而12位（及更高位）闪速A

18、DC还没有商用化的产品。这是由于分辨率每提高1位，闪速ADC中比较器的个数将成倍增长，同时还要保证比较器的精度是系统精度的两倍。而在SARADC中，提高分辨率需要更精确的元件，但复杂度并非按指数率增长。当然,SARADC的速度是无法与闪速ADC相比较的3-4。3.3 与2-A转换器相比传统的过采样/2A转换器被普遍用于带宽限制在大约22kHz的数字音频应用。近来，一些宽带2-A转换器能够达到1MHz至2MHz的带宽，分辨率在12位至16位。这通常由高阶2-A调制器（例如，4阶或更高）配合一个多位ADC和多位反馈DAC构成。'A转换器具有一个优于SARADC的先天优势：即不需要特别的微调或校准，即使分辨率达到16位至18位。由于该类型ADC的采样速率要比有效带宽高得多，因此也不需要在模拟输入端增加快速滚降的抗混叠滤波器。由后端数字滤波器进行处理。2-A转换器的过采样特性还可用来“平滑