电力拖动课程设计.

1、课程设计任务书学生姓名：专业班级：指导教师：工作单位：自动化学院题目：脉宽调制双闭环调速系统的设计初始条件：uN=48V,Ia=3.7A,Nn=2000r/min,电枢电阻Ra=6.5Q，电枢回路总电阻R=8Q，电磁时间常数TL=5ms,电源电压为60V。稳态无静差。要求完成的主要任务：（包括课程设计工作量及其技术要求，以及说明书撰写等具体要求）1. 系统原理图设计；2. 调速系统电路设计；3. 过程分析，参数设计计算与校验；4. 根据开通时间和开关频率计算调速范围。5. 按规范格式撰写设计报告（参考文献不少于5篇）打印时间安排：（10天）6月2日-6月3日6月4日-6月7日6月8日-6月10

2、日6月11日指导教师签名：系主任（或责任教师）签名:查阅资料方案设计馔写程设计报告提交报告，答辩2014年6月1日年月日摘要变压调速是直流调速系统的主要调速方法，系统的硬件结构至少包含了两个部分：能够调节直流电动机电枢电压的直流电源盒产生被调转速的直流电动机。随着电力电子技术的发展，可控直流电源主要有两大类，第一类是相控整流，它把交流电源直接转换成可控的直流电源；第二类是直流脉宽变换器，它先用不可控整流把交流电变换成直流，然后用PWM脉宽调制方式输出的直流电压。当用可控直流电源盒直流电动机组成一个直流调速系统时，它们所表现出来的性能指标和人们的期望值总是存在差距的，解决此问题的方法是设计具有转

3、速反馈控制的直流调速系统。由于只带有转速反馈的控制系统的控制对象是转速，没有控制电流，该系统需要实施限流保护。此外增加电流反馈能提咼系统的动态和稳态性能指标。关键字：变压调速转速反馈电流反馈目录摘要21直流调速系统可用的可控直流电源11.1晶闸管整流器一电动机系统11.2直流PWM变换器一电动机系统12转速电流反馈控制的直流调速系统32.1转速电流双闭环优点32.2转速、电流反馈控制直流调速系统的组成32.3调节器的作用52.3.1转速调节器的作用52.3.1电流调节器的作用53直流PWM可逆调速系统63.1直流PWM传动系统结构图63.2 H桥双极式逆变器的工作原理63.3 PWM调速系统的

4、静特性94主电路方案和控制系统104.1PWM变换器的选用114.2传感器以及测速发电机的选用124.3驱动电路选用124.4调节器的选择124.5脉宽调制器选用135双闭环调节器的设计145.1电流环的设计145.2转速环的设计155.3转速超调量校验176电路图与仿真结果186.1电路图186.2仿真图18心得体会23参考文献24武汉理工大学电力拖动课程设计1直流调速系统可用的可控直流电源1.1晶闸管整流一电动机系统晶闸管整流器，通过调节触发装置GT的控制电压U来移动触发脉冲的相位，改变c可控整流器平均输出直流电压U，从而实现直流电动机的平滑调速。晶闸管可控整流d器的功率放大倍数在104以

5、上，门极电流可以直接用电子控制；响应时间是毫秒级，具有快速的控制作用；运行损耗小，效率高；这些优点使V-M系统后的了优越的性能。但晶闸管整流器运行中存在一些问题，主要表现在：1）晶闸管一般是单向导电元件，不允许电流反向，这给电动机实现可逆运行造成困难；2）对过电压。过电流等十分敏感，只要一超过允许值都可能在很短的时间内损坏元件；3）晶闸管的控制原理决定了只能滞后触发，它对交流电源是一个感性负载，吸取滞后无功功率，因此功率因素很低，如果它在电网中容量大，将造成“电力公害”4）晶闸管整流装置的输出电压时脉动的，而且脉动数总是有限的。12直流PWM变换一电动机系统自从全控型电力电子器件问世以后，就出

6、现了采用脉冲宽度调制的高频开关控制方式，形成了脉宽调制变换器-直流电动机调速系统，简称直流脉宽调速系统，或直流PWM调速系统。与V-M系统相比，直流PWM调速系统在很多方面有较大的优越性：1）PWM调速系统主电路线路简单，需用的功率器件少；2）开关频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小；3）低速性能好，稳速精度咼，调速范围广，可达1:10000左右；4）如果可以与快速响应的电动机配合，贝V系统频带宽，动态响应快，动态抗扰能力强；5）功率开关器件工作在开关状态，导通损耗小，当开关频率适当时，开关损耗也不大，因为装置效率高；6）直流电源采用不控整流时，电网功率因数比相控整流器高。由于有

7、上述优点，直流PWM调速系统的应用日益广泛，特别在中、小容量的高动态性能系统中，已经完全取代了该系统。232转速电流反馈控制的直流调速系统2.1转速电流双闭环优点同开环控制系统相比，闭环控制具有一系列优点。在反馈控制系统中，不管出于什么原因（外部扰动或系统内部变化），只要被控制量偏离规定值，就会产生相应的控制作用去消除偏差。因此，它具有抑制干扰的能力，对元件特性变化不敏感，并能改善系统的响应特性。由于闭环系统的这些优点因此选用闭环系统。单闭环速度反馈调速系统，采用pi控制器时，可以保证系统稳态速度误差为零。但是如果对系统的动态性能要求较高，如果要求快速起制动，突加负载动态速降小等，单闭环系统就

8、难以满足要求。这主要是因为在单闭环系统中不能完全按照要求来控制动态过程的电流或转矩。另外，单闭环调速系统的动态抗干扰性较差，当电网电压波动时，必须待转速发生变化后，调节作用才能产生，因此动态误差较大。在要求较高的调速系统中，一般有两个基本要求：一是能够快速启动制动；二是能够快速克服负载、电网等干扰。通过分析发现，如果要求快速起动，必须使直流电动机在起动过程中输出最大的恒定允许电磁转矩，即最大的恒定允许电枢电流，当电枢电流保持最大允许值时，电动机以恒加速度升速至给定转速，然后电枢电流立即降至负载电流值。如果要求快速克服电网的干扰，必须对电枢电流进行调节。以上两点都涉及电枢电流的控制，所以自然考虑

9、到将电枢电流也作为被控量，组成转速、电流双闭环调速系统。2.2转速、电流反馈控制直流调速系统的组成转速反馈控制直流调速系统用pi调节器实现转速稳态无静差，消除负载转矩扰动对稳态转速的影响，并用电流截止负反馈限制电枢电流的冲击，避免出现过电流现象。但转速单闭环系统并不能充分按照理想要求控制电流（或电磁转矩）的动态过程。对于经常正、反转的调速系统，如龙门刨床、可逆轧钢机等，缩短起、制动过程的时间是提高生产效率的因素。为此，在启动（或制动）过渡过程中，希望始终保持电流（电磁转矩）为允许的最大值。当到达稳态转矩是平衡，从而迅速转入稳态运行。这类理想的启动（制动）过程示与图2-1,启动电流呈矩形波，转矩

10、按线性增长。这是在最大电流（转矩）受限制时调速系统所能获得的最快的启动（制动）过程。（a）带电流截止负反馈的单闭环调速系统起动过程（b）理想快速起动过程图2-1调速系统起动过程的电流和转速波形实际上，由于主电路电感的作用，电流不可能突变，为了实现在允许条件下的最快启动，关键是要获得一段使电流保持为最大值'dm的恒流过程。按照反馈控制规律，采用某个物理量的负反馈就可以保持该量基本不变，那么，采用电流负反馈应该能够得到近似的恒流过程。问题是，应该在启动过程中只有电流负反馈，没有转速负反馈，在达到稳态转速后，又希望只要转速负反馈，不再让电流负反馈发挥作用。怎样才能做到这种既存在转速和电流两种

11、负反馈，又使它们只能分别在不同的阶段里起作用呢？只用一个调节器显然是不可能的，采用转速和电流两个调节器应该能行，问题是在系统中如何连接。为了使转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别引入转速负反馈和电流负反馈以调节转速和电流。二者之间实行嵌套（或称串级）连接，如图2-2所示。把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。从闭环结构上，电流环在里面，称为内环；转速环在外面，称为外环。这就形成了转速、电流反馈控制直流调速系统。为了获得良好的静、动态性能，转速和电流两个调节器一般都采用PI调节器。图2-2转速、电流反馈控制直流调速系统原

12、理图2.3调节器的作用转速调节器和电流调速器在双闭环直流调速系统中的作用可归纳如下：2.3.1转速调节器的作用1）转速调节器是调速系统的主导调节器，它使转速n很快地跟随给定电压U*变化,n稳态时可减少转速误差，如果采用PI调节器，则可实现无静差。2）对负载变化器抗扰作用。3）其输出限幅值决定电动机允许的最大电流。2.3.1电流调节器的作用1）作为内环的调节器，在转速外环的调节过程中，它的作用是使电流紧紧跟随器给定电压u*的变化。i2）对电网电压的波动期及时抗扰的作用。3）在转速动态过程中，保证获得电动机允许的最大电流，从而加快动态过程。4）当电动机过载甚至堵转时，限制电枢电流的最大值，器快速的

13、自动保护作用。一旦故障消失，系统立即自动恢复正常。3直流PWM可逆调速系统3.1直流PWM传动系统结构图直流PWM控制系统是直流脉宽调制式调速控制系统的简称，与晶闸管直流调速系统的区别在于用直流PWM变换器取代了晶闸管变流装置，作为系统的功率驱动器，系统构成原理如图1-1所示。其中属于脉宽调制调速系统主要由调制波发生器GM、脉宽调制器UPM、逻辑延时环节DLD和电力晶体管基极的驱动器GD和脉宽调制（PWM）变换器组成，最关键的部件为脉宽调制器。图3-1直流PWM传动系统结构图3.2H桥双极式逆变器的工作原理脉宽调制器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定宽度可变的脉

14、冲电压序列，从而平均输出电压的大小，以调节电机转速。可逆PWM变换器主电路有多种形式，最常用的是桥式（亦称H形）电路如图3-2所示。这时电动机M两端电压的极性随开关器件驱动电压的极性变化而变化。v'o-bl1¥'TIL-tt+1-UJ+GTa.正向电动运行波行Erd+cnTJ*x17_一一b.反向电动运行波形图3-3H形双极式逆变器的驱动电压电流波形它们的关系是：在一个开关周期内，当晶体管饱和导通而截止，这时在一个周期内正负相间，这是双极式PWM变换器的特征，其电压、电流波形如图3-3所示。电动机的正反转体现在驱动电压正、负脉冲的宽窄上。当正脉冲较宽时，则的平均值为正

15、，电动机正转，当正脉冲较窄时，则反转；如果正负脉冲相等，平均输出电压为零，则电动机停止。双极式控制可逆PWM变换器的输出平均电压为如果定义占空比p=争,Ud(31)电压系数丫=寻则在双极式可逆变换器中sy=2p-1（32）调速时，p的可调范围为01相应的y=-1+1。当p>时，y为正，电动机正2转；当P<1时，y为负，电动机反转；当p=1时，y=0，电动机停止。但电动机停22止时电枢电压并不等于零，而是正负脉宽相等的交变脉冲电压，因而电流也是交变的。这个交变电流的平均值等于零，不产生平均转矩，徒然增大电动机的损耗这是双极式控制的缺点。但它也有好处，在电动机停止时仍然有高频微震电流，

16、从而消除了正、反向时静摩擦死区，起着所谓“动力润滑”的作用。正向运行时见（图33a）：第1阶段，在OWtWton期间，Ub1、Ub4为正，VT1、VT4导通，Ub2、Ub3为负，VT2、VT3截止，电流id沿回路1流通，电动机M两端电压UAB=+Us；第2阶段，在tonWtWT期间，Ub1、Ub4为负，VT1、VT4截止，VD2、VD3续流，并使VT2、VT3保持截止，电流id沿回路2流通，电动机M两端电压UAB=-Us;反向运行时见（图33b）：第1阶段，在OWtWton期间，Ub2、Ub3为负，VT2、VT3截止，VD1、VD4续流，并使VT1、VT4截止，电流-id沿回路4流通，电动机M

17、两端电压UAB=+Us;第2阶段，在tonWtWT期间，Ub2、Ub3为正，VT2、VT3导通，Ub1、Ub4为负，使VT1、VT4保持截止，电流-id沿回路3流通，电动机M两端电压UAB=-Us。双极式控制的桥式可逆PWM变换器的优点：1）电流一定连续。2）可使电动机在四象限运行。3）电动机停止时有微震电流，能消除静摩擦死区。4）低速平稳性好，每个开关器件的驱动脉冲仍较宽，有利于保证器件的可靠导通。双极式控制方式的不足之处是：在工作过程中，四个开关管器件可能处于开关状态，开关损耗大，而且在切换时可能发生上、下桥臂直通的事故。为防止直通，在上、下桥臂的驱动脉冲之间设置逻辑延时。3.3PWM调速

18、系统的静特性由于采用了脉宽调制，电流波形都是连续的，因而机械特性关系式比较简单，电压平衡方程如下diU二Ri+L+E(0<t<t)sddton.diURi+Ld+E(t<t<T)sddton按电压平衡方程求一个周期内的平均值，即可导出机械特性方程式，电枢两端在一个周期内的电压都是U=丫U，平均电流用I表示，平均转速n=E/C，而电枢电感压dsde降Ldid的平均值在稳态时应为零。于是其平均值方程可以写成则机械特性方程式dtyURRTn亠一In一ICCd0Cdeee4主电路方案和控制系统主电路选用直流脉宽调速系统，控制系统选用转速、电流双闭环控制方案。主电路采用25JPF

19、40电力二极管不可控整流，逆变器采用带续流二极管的功率开关管IGBT构成H型双极式控制可逆PWM变换器。其中属于脉宽调速系统特有的部分主要是UPM、逻辑延时环节DLD、全控型绝缘栅双极性晶体管驱动器GD和PWM变换器。系统中设置了电流检测环节、电流调节器以及转速检测环节、转速调节器，构成了电流环和转速环，前者通过电流元件的反馈作用稳定电流，后者通过转速检测元件的反馈作用保持转速稳定，最终消除转速偏差，从而使系统达到调节电流和转速的目的。该系统起动时，转速外环饱和不起作用，电流内环起主要作用，调节起动电流保持最大值，使转速线性变化，迅速达到给定值；稳态运行时，转速负反馈外环起主要作用，使转速随转

20、速给定电压的变化而变化，电流内环跟随转速外环调节电机的电枢电流以平衡负载电流。H桥式可逆直流脉宽调速系统主电路的如图4-1所示。PWM逆变器的直流电源由交流电网经不控的二极管整流器产生，并采用大电容C0滤波，以获得恒定的直流电压Us由于电容量较大，突加电源时相当短路，势必产生很大的充电电流，容易损坏整流二极管。为了限制充电电流，在整流器和滤波电容之间串入限流电阻R0（或电抗），合上电源以后，延时用开关将R0短路，以免在运行中造成附加损耗。滤波电容器往往在PWM装置的体积和重量中占有不小的份额，因此电容量的选择是PWM装置设计中的重要问题。但对于PWM变换器中的滤波电容，其作用除滤波外，还有当电

21、机制动时吸收运行系统动能的作用。由于直流电源靠二极管整流器供电，不可能回馈电能，电机制动时只好对滤波电容充电，这将使电容两端电压升高，称作“泵升电压”为了限制泵升电压，用镇流电阻Rb消耗掉这些能量，在泵升电压达到允许值时接通VT5。图4-1：桥式可逆直流脉宽调速系统主电路的原理图4.1PWM变换器的选用PWM变换器有可逆和不可逆两类。可逆变换器又有双极式、单极式和受限单极式等多种。由于题目要求须事先电动机可逆运行，故本设计选用带续流的绝缘栅双极晶体管IGBT构成H型双极性控制PWM变换器。其中，电源电压Us选用不可控电力二极管25JPF40整流提供，并采用大电容C进行滤波。功率管开关管应承受2

22、Us的电压，为此选用FGA25N120AN绝缘栅双极晶体管IGBT并接在功率开关管两端二级管用在IGBT关断时为电枢回路提供释放电感储能的续流。FGA25N的参数：Vce=200V，Ic=15A。选用10CTF30型电力二极管，If=10A，Urm=300V。采用单相交流220V供电，变压器二次电压为67V,桥式整流二极管最大反向电压大于电源的幅值的2倍，最大整流电流按2倍额定电流考虑。选25JPF40,If=25A,Urm=400V。整流桥输出端所并接的电容作用滤除整流后的电压纹波，并在负载变化时保持电压平稳。另外，当脉宽调速系统的电动机减速或停车时，贮存在电动机和负载转动部分的动能将由电容

23、器吸收，所以所用的电容较大，这里选用4000uf,电压按大于2倍电压选择。4.2传感器以及测速发电机的选用由于题目要求需要对电流进行采样，故此这里我们选用霍尔电流传感器HNC-025A,HNC-025A传感器所能测量的额定电流为5A、6A、8A、12A、25A，当原边导线经过电流传感器时，原边电流IP会产生磁力线，原边磁力线集中在磁芯气隙周围，内置在磁芯气隙中的霍尔电片可产生和原边磁力线成正比的，大小仅为几毫伏的感应电压，通过后续电子电路可把这个微小的信号转变成副边电流IS,并存在以下关系式：IS*NS=IP*NP。在外环中，我们需要有速度的反馈，这里我们选用永磁式ZYS231/110型作为测

24、速机，实验数据：Ptn=23.1W,Utn=110V,Itn=0.21A,Ntn=1900r/min。4.3驱动电路选用驱动电路的作用是将控制电路输出的PWM信号放大至足以保证IGBT可靠导通或关断的程度。同时具有实现主电路与控制电路相隔离、故障后自动保护及延时等功能。这里我们选用上海马克电气公司的AST96X系列的MAST5-2C-U12型IGBT驱动板,AST96X为单路光电耦合隔离带短路、欠压和过压保护功能的IGBT驱动模块；MAST系列为17路、带隔离电源的IGBT驱动板，易于使用，对供电电源要求低，适用600V1700V的各种不同类型IGBT驱动；两者均提供电流源或电压源一电阻两种驱

25、动方式，具有单电源供电、输入电压范围宽、内置正负电压发生器以及电压滤波器、内置短路保护电路、内置驱动欠压和过压保护电路、内置VCE检测的快恢复高压二极管、内置光电耦合器以传输驱动保护/故障信号、内置栅极过压箝位元件等特点。MAST5-2C-U12是为控制和驱动电机设计的两通道推挽式功率放大专用集成电路器件，将分立电路集成在单片IC之中，使外围器件成本降低，整机可靠性提高。该产品为大规模集成基极驱动电路，可对IGBT实现较理想的基极电流优化驱动和自身保护。4.4调节器的选择根据题目要求我们尝试用P调节器进行动态校正，但是存在静差，pi调节器可以进一步提高稳态性能，达到消除稳态速差的地步。在单闭环

26、调速系统中，电网电压扰动的作用点离被调量较远，调节作用受到多个环节的延滞，因此单闭环调速系统抵抗电压扰动的性能要差一些。双闭环系统中，由于增设了电流内环，电压波动可以通过电流反馈得到比较及时的调节，不必等它影响到转速以后才能反馈回来，抗扰性能大有改善。为了获得良好的静、动态性能，转速和电流两个调节器，并且这里我们采用PI调节器。4.5脉宽调制器选用脉宽调制器用于产生控制PWM变换器的功率器件通断的PWM信号。常用种类有：模拟式、数字式和专用集成电路。这里选用美国德克萨斯仪器公司TL494专用集成电路作为双端输出型脉宽调制器，其载波为锯齿波信号，振荡频率f二1丄°tct），其中和取值范

27、围：rt=5i°°k°，C广F。双闭环调节器的设计5.1电流环的设计（1）确定常数时间常数1）整流装置滞后时间常数常数T二0.0004ss2）电流滤波时间常数T二0.0005soi3）电流环小时间常数之和T二T+T二0.0009sXzsoi（2）选着电流调节器结构1）根据设计要求<5%，并保证稳态电流无差，可按典型I型系统设计电流调节i器。电流环控制对象是双惯性型的，因此可用PI型电流调节器，其传递函数为WACR(s)K(Ts+1)iiTsi(5-1)检查对电源电压的抗扰性能：2沁仝005沁5.56，满足典型I型系统动态抗扰性能,T0.0009Xi各项指标都

28、是可以接受的。（3）计算电流调节器参数电流调节器超前时间常数:=T=0.005s。i电流环开环增益：要求a<5%时，应取KT=0.5，因此iIXi0.50.5=555.6s-iT0.009Xi(5-2)于是，ACR的比例系数为“KtR555.6x0.005x8K=3.48iKP4.8x1.33S（4）校验近似条件电流环截止频率：®=K=555.6s-iciI1）校验晶闸管整流装置传递函数的近似条件(5-3)833.3s-1"°满足近似条件2）校验忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件0.2x0.00594.9s-1<wci满足近似条件3) 校验电流环小

29、时间常数近似处理条件1工=1：1-3VTT3V00.0004x0.0095soi沁745.4s-i>w满足近似条件ci(5)计算调节器电阻和电容按所用运算放大器取R二40k0，则各电阻和电容值计算如0R二KR二3.48x40kG=139.2k0取ii0C恋二Xx106M二00357M取ioi二4x0晋x106M二叫R二140kGiC=0.04卩FiC=0.05|1Foi(6)按照上述参数，电流环可以达到的动态指标为b%=4.3%<5%i，故满足设计要求。5.2转速环的设计(1)确定时间常数1)电流环等效时间常数为=27=2x0.0009=0.0018s。2) 转速滤波时间常数T=0

30、.005s。on3) 转速环小时间常数T。按小时间常数近似处理，取T=2T+T=0.0018+0.005=0.0068s。SnSion(2) 选择转速调节器结构按设计要求，选用PI调节器，其传递函数为(5-4)wK(Ts+1)W=n_nASR(s)Tsn(3) 计算转速调节器参数按跟随和抗扰性能都较好的原则，取h=5，则ASR的超前时间常数为t=hT=5x0.0068s=0.034snXn由转速环开环增益h+12h2T2Xn2x25x0.00682z-2595s-2(5-5)6XL33x08x0.2沁10.562x5x0.05x8x0.0068(5-6)于是，可求得ASR的比例系数为_(h+1

31、)PCTKe_mn2haRTXn(4) 校验近似条件由转速环截止频率为Kt2595x0.034s-188.23s-1(5-7)cnNn11）电流环传递函数简化条件1K1555.6.43T30.0009Xiu261.9s-1cn满足简化条件2）转速环小时间常数近似处理条件1'乞丄：空0u111.12s-1满足近似条件3弋T30.005cnon（5）计算调节器电阻和电容取R40kQ，贝V取R420kQn取C0.08pFn0RKR10.56x40kQ422.4kQnn0t0034Cfx106pF0.081RFnR420x103nonon4x0.00540x103x106pF0.5pF取C0.5pFon（6）校核转速超调量当h5时，查表可知，b37.6%，不能满足设计要求。实际上在校验中是按照线性系n统计算的，而突加阶跃给定时，ASR饱和，不符合线性系统烦人前提，应该按ASR退饱和的情况重新计算超调量。5.3转速超调量校验超调量的计算ACb%=maxnCbx2X("晋x卜=81.2%，而AnN=仝=37x8rmin=164.4rmin,因此C0.18当h=5时，ACmxCbb%=81.2%x2x75x1644x0.0068=9.2%<10%n3.72000.2可见转速超调量满足要求。(2)校验过渡过程时间空载起动到额定转速的过渡过程时间CTn0.1