调幅调制高频功率放大器与倍频器

1、2022-4-181模块二模块二 无线发射系统无线发射系统 课题二课题二 调幅调制、高频功率放大器与倍频器调幅调制、高频功率放大器与倍频器 w 无线传输是最经济的现代信息传递方式无线传输是最经济的现代信息传递方式 w 调制就是发送方将所要传送的信息调制就是发送方将所要传送的信息“装载装载”到高频振到高频振荡波上，经由天线发射出去。荡波上，经由天线发射出去。w 根据待传送的信号去控制高频载波信号的参数不同根据待传送的信号去控制高频载波信号的参数不同(高高频正弦载波有幅度、频率、相位三个参数频正弦载波有幅度、频率、相位三个参数)，调制可分，调制可分为调幅为调幅 (AM)、调频、调频(FM)和调相（

2、和调相（PM）三大类。）三大类。2022-4-182一、普通调幅信号的表示方法及其性质一、普通调幅信号的表示方法及其性质2022-4-183低频信号 u(t)Um cost= Um cos2Ft载波信号： uc(t)Ucmcosct=Ucmcos2fct(cos)cos(1cos)cos(1cos)cosocmmcmcmccmcmacuUUttUUttUUmtt调幅波表达式 macmUmU2022-4-184调幅系数的测算 如图5.4所示，Uom(1+macost)是uo(t)的振幅，它反映调幅信号的包络线的变化。由图可见，在输入调制信号的一个周期内，调幅信号的最大振幅为 Uommax=Uom

3、(1+ma) 最小振幅为 Uommin=Uom(1-ma) 2022-4-185由上两式可解出ommaxomminommaxomminUUU+Uam 普通调幅信号的频谱结构和频谱宽度 将式(51)用三角函数展开：( )coscos11coscos()cos()22oomcomcomcaomcaomcU tUtmUttUtm Utm Ut2022-4-186普通调幅的频谱 cccmaUom1212UommaUom2022-4-187可得，调幅信号的频谱宽度BW为调制信号频谱宽度的两倍，即非余弦的周期信号调制假设调制信号为非余弦的周期信号，其傅里叶级数展开式为2AMBWFmax1( )cosnnn

4、utUn t2022-4-188w 则输出调幅信号电压为 maxmax11( )( )coscoscoscoscos()cos() 2omacnomancnnaomcnccnuo tUk uttUkUn ttkUtUntnt 2022-4-189 可以看到，uo(t)的频谱结构中，除载波分量外，还有由相乘器产生的上、下边频分量，其角 频 率 为 （ c ） 、 （ c+ 2 ） （cnmax）。这些上、下边频分量是将调制信号频谱不失真地搬移到c两边，如图5.7所示。不难看出，调幅信号的频谱宽度为调制信号频谱宽度的两倍，即 BWAM=2Fmax 2022-4-1810由图还可发现，上边带和下边带

5、频谱分量的相对大小及间距均与调制信号的频谱相同，仅下边带频谱倒置而已。可见调幅的作用是将调制信号频谱不失真地搬移到载频两侧，故称线性调制。 w 功率分配关系 将式(51)所表示的调幅波电压加到电阻R的两端，则可分别得到载波功率和每个边频功率为2022-4-181120221201211()224cmaacmUPRmmPPUPR 在调制信号的一个周期内，调幅波输出的平均总功率为20120012(1)221,33amPPPPPPP PPP 上式表明调幅波的输出功率随ma增加而增加。当ma=1时，有 2022-4-1812二、双边带调制DSB和单边带调制SSB 1. 双边带调制 双边带调幅信号数学表

6、达式为 uo(t)= Amuc(t)u(t) =AmUm cost Ucmcosct 可得双边带调幅信号的频谱表达式为1( )cos()cos() 2ommcmccutA UUtt2022-4-1813u(t)Amuc(t)uo(t) Amu(t)uc(t)双边带调制电路的模型2022-4-1814u(t)0uc(t)0uo(t)00相位180 突变(a) 波形u(t)cuc(t)ccc(b) 频谱由上式可得双边带调幅信号的波形，2022-4-1815双边带信号的频谱宽度为 BWDSB=2F 从以上分析可见，双边带调制与普通调幅信号的区别就在于其载波电压振幅不是在Uom上、下按调制信号规律变化

7、。这样，当调制信号u(t)进入负半周时，uo(t)就变为负值，表明载波电压产生180相移。 2022-4-18162. 单边带调制w 单边带调制已成为频道特别拥挤的短波无线电通信中最主要的一种调制方式。w 单边带调制不仅可保持双边带调制波，节省发射功率的优点，而且还可将已调信号的频谱宽度压缩一半，即 BWSSB=F 单边带调幅的波形及频谱如图2-2-8所示。 3. 单边带调制电路有两种实现模型 一种是由乘法器和带通滤波器组成，称为滤波法。2022-4-1817单边带调幅的波形及频谱 0uo(t)SSBtcmaxcmax2022-4-1818采用滤波法的单边带调制电路模型uc(t)带通滤波器uo

8、(t)u(t)Am2022-4-1819相移法 w 由两个乘法器和两个90度相移器和一个加法器组成 图2-2-11a）是乘法器I产生的双边带调制信号的频谱，图2-2-11b）是乘法器II产生的双边带调制信号的频谱，比较两个输出信号的频谱可见，它们的下边带是同极性的，而上边带是异极性的。因此。将它们相加或相减便可得到下边带或上边带的单边带调制信号。2022-4-1820采用相移法的单边带调制电路模型 90相移 90相移u(t)uc(t)AmAmuououo(t)2022-4-1821相移法模型中各点信号的频谱Amuo(t)u(t)cosctcAmuo(t)u(t)sinctccc(a)(b)(c

9、)(d)Amuo(t)u(t)cosctAmuo(t)u(t)sinctAmuo(t)u(t)cosctAmuo(t)u(t)sinct2022-4-1822三、高频功率放大器与倍频器三、高频功率放大器与倍频器w 高频功率放大器的作用：对高频已调波信号进高频功率放大器的作用：对高频已调波信号进行功率放大，然后经过天线将其辐射到空间。行功率放大，然后经过天线将其辐射到空间。w 1分类：分类：w 按照负载分：按照负载分：LC窄带高功放：回路作一输出负载，又称谐振功放，工作于丙类就状态，具有选频作用。宽带高功放：用传输线变压器或者其他宽带匹配电路作输出电路，不具有选频作用。2022-4-1823按工

10、作状态分按工作状态分： 通角通角 的概念：的概念：在信号的整个周期中，电流导通角度的一半称通角在信号的整个周期中，电流导通角度的一半称通角 2022-4-18241谐振功率放大器的工作原理谐振功率放大器的工作原理基本工作原理基本工作原理电路组成电路组成a. 晶体管：能量转换作晶体管：能量转换作用。用。b. 输出调谐回路输出调谐回路作用：传输基波功率、作用：传输基波功率、滤除各次谐波、阻抗匹滤除各次谐波、阻抗匹配配c. 电源电源 VCC功放功放能源能源 VBB基极基极电源，决定功放工作状电源，决定功放工作状态态2022-4-1825工作原理：工作原理：设设 ， 所以：所以：bmcosBEBBbB

11、BVVVt()BBBE onVVcosbbmVt则则 为余弦脉冲为余弦脉冲 BitItIIimbmbbB2coscos210 当基极（发射结）导通时，晶体管由截止进入放大区。当基极（发射结）导通时，晶体管由截止进入放大区。经放大后，所得经放大后，所得 也为余弦脉冲，同样可分解为：也为余弦脉冲，同样可分解为： Ci012coscos2CCC mC miIItIt2022-4-1826ub02UbmuBE0EBUBUbm22iC, ic1iCic1iCmaxiclm22 t t t2022-4-1827w当输出回路的选频网当输出回路的选频网络谐振于基波频率时，络谐振于基波频率时，iC只有基波电流才

12、产生只有基波电流才产生压降，因此输出电压压降，因此输出电压uCE近似为余弦波形，且与近似为余弦波形，且与输入电压输入电压ub同频、反相。同频、反相。tVtIRucmmceccos)cos(1tVVuVucmCCCCCCEcos2022-4-1828折线近似分析折线近似分析在放大区内：将在放大区内：将 代入，代入，得得cosBEBBbmuVVt(cos)CBBbmonig VVtV当当 时，时，t0Ci 所以所以 bmBBonVVVcos2022-4-1829(cos)CBBbmonig VVtVbmBBonVVVcos)cos(costgVibmC当当wt=0时，时，iC=iCmax)cos1

13、 (maxbmCgVicos1coscosmaxtiiCC2022-4-1830根据傅立叶级数展开公式，根据傅立叶级数展开公式，iC中的直流分量为中的直流分量为0maxmax01sincos( )2(1cos )CCCCIi d tiia基波分量的幅值为基波分量的幅值为1maxmax112sin2cos( )(1cos )c mCCCIitd tiian次谐波分量的幅值为次谐波分量的幅值为 maxmax21cos2 sincoscos sin( )(1)(1cos )cnmCCCnIin td tnniian n2022-4-1831该式为尖顶余弦脉冲表达式，其傅氏展开式为：该式为尖顶余弦脉冲

14、表达式，其傅氏展开式为： 012coscos2Ccc mc miIItIt其中其中 ：00( )ccmII 11( )c mcmII 22( )c mcmII )(i余弦电流脉冲分解系数可查表或者由曲线得到余弦电流脉冲分解系数可查表或者由曲线得到 ：定义：波形系数定义：波形系数 11100( )( )( )c mcIgI 则效率则效率 1101( )2c mcmcccIVgIV2022-4-1832余弦电流脉冲分解系数余弦电流脉冲分解系数2022-4-18332、输出功率与效率、输出功率与效率由于输出回路调谐在基波频率上，输出电路中的高由于输出回路调谐在基波频率上，输出电路中的高次谐波处于失谐

15、状态，相应输出电压很小，因此，次谐波处于失谐状态，相应输出电压很小，因此，在谐振功率放大器中只需研究直流及基波功率。放在谐振功率放大器中只需研究直流及基波功率。放大器的输出功率大器的输出功率PO等于集电极电流基波分量在负载等于集电极电流基波分量在负载Re上的平均功率。上的平均功率。集电极直流电源供给功率集电极直流电源供给功率集电极耗散功率集电极耗散功率放大器集电极效率放大器集电极效率emccmmcoRIVIP2112121CCCODVIP ODCPPP)(21)()(21211011gVVVIVIPPCCcmCCcocmmcDOC2022-4-1834称为集电极电压利用系数；在称为集电极电压利

16、用系数；在 =1的条件下，可得的条件下，可得不同工作状态下放大器的效率分别为：不同工作状态下放大器的效率分别为：甲类：甲类：乙类：乙类：丙类：丙类：%50, 1)(,1801Cog%5 .78,57. 1)(,901Cog%90, 8 . 1)(,601Cog2022-4-18353输入信号类型与导通角的选择 高频功率放大器输入放大的信号可能是幅度变化的调幅波，也可能是幅度不变的调频波、等幅电报等信号，或者用于倍频，不同的信号类型所要求导通角的选择不同。1)等幅波功率放大为兼顾输出信号功率和效率的要求，对放大等幅波，通常选择最佳导通角=60-70，当=1时，实际效率可达85%以上，用于调频波、

17、调相波、等幅电报及某些数字调制信号的发射。2022-4-18362)调幅波功率放大 调幅波的振幅不是衡量，因此进行功率放大时，若将工作状态选为丙类，此时，集电极电流脉冲的基波分量幅度为w Ubm不是恒定的，导致iCmax和导通角随着改变，输出基波电流Ic1m不再与输人电压Ubm成比例，会出现波形失真。w 所以，为了不产生失真，调幅波谐振功率放大器的工作状态选为乙类，这时=90，1(90)=0.5Ic1=0.5GUbmc1Cmax1bm1I =i( )=GU(1-cos )( ) 2022-4-18373)n次谐波倍频器w 谐振功率放大器的集电极回路调谐于n次谐波时，输出回路就对基频和其它非n次

18、谐波呈现较小阻抗，仅对所需要的n次谐波呈现很大的谐振电阻，从而在输出回路两端获得n次谐波输出，通常将这类电路称为丙类倍频器。w 丙类倍频器导通角的选择依所需谐波的倍率而定，最佳倍频导通角选择大致是:二倍频时取60，三倍频时约取40，一般有n一般不大于5，否则倍频效率过低。120onn2022-4-1838实用电路分析实用电路分析 114MHz,21MHz短波倍频放大器电路分析 2022-4-1839集电极调幅电路2022-4-1840图5.15 同步检波电路模型ur(t)低通滤波器uo(t)us(t)Amu(t)2022-4-1841图5.16 振幅检波电路模型各点的频谱us(t)cur(t)

19、u(t)c00uo(t)2c2022-4-1842w 5.1.3混频电路w 混频电路是一种典型的频率变换电路。它将某一个频率的输入信号变换成另一个频率的输出信号，而保持原有的调制规律。混频电路是超外差式接收机的重要组成部分。它的作用是将载频为fc的已调信号us(t)不失真地变换成载频为fI的已调信号uI(t)，如图5.17所示。 2022-4-1843图5.17 混频电路输入输出波形混频器us(t)uI(t)fcfIfLuL(t)2022-4-1844IcLcLcLLcLcfffffffffffIf (514) (515) 若设输入调幅信号( )( )cosscmacu tUk utt2022

20、-4-1845图5.18 混频电路模型各点的频谱us(t)c0uL(t)LL0LcLcLcuo(t)0uL(t)带通滤波器uo(t)us(t)u(t)(a)u(t)(b)(c)2022-4-18465.2 振幅调制电路 w 5.2.1 模拟乘法器w 1.模拟乘法器的电路符号w 1)乘法器的电路符号w 模拟乘法器是对两个以上互不相关的模拟信号实现相乘功能的非线性函数电路。通常它有两个输入端（x端和y端）及一个输出端，其电路符号如图5.19(a)或(b)所示。表示相乘特性的方程为( )( )omxyuA u t u t2022-4-1847图5.19 模拟乘法器符号Amx yxyux(t)uy(t

21、)uo(t)uy(t)ux(t)Amuo(t)(a)(b)2022-4-1848w 2) 乘法器的主要直流参数w (1)输出失调电压Uoo。 w (2)满量程总误差E。 w (3)非线性误差ENL。 w (4)馈通误差EF。 w 3) 乘法器的主要交流参数w 与集成运放的交流参数定义的条件不同，在定义乘法器的上述交流参数时，有两点必须说明：w 在乘法器中小信号通常是指加在乘法器输入端的交流信号电压峰-峰值U p-p为满量程电压范围（例如10V）的5%，即U p-p=1V。2022-4-1849w (1)小信号带宽BW。 w (2)小信号1矢量误差带宽BWv。 w (3)小信号1幅度误差带宽BW

22、A。 w (4)全功率带宽BWP。 w (5)转换速率SR。 w (6)建立时间tset。 2022-4-1850w 2. 双差分对管模拟乘法器w 1) 电路的结构w 图5.20所示为压控吉尔伯特乘法器，它是电压输入、电流输出的乘法器。 11113241243i =i -i =(i +i )-(i +i )=(i -i )-(i -i ) (5-16)2022-4-1851图5.20 双差分对管模拟乘法器 u1u2V5V6i3RcRciIi UCCI0UEEi4V3V4uoV2i2i1V1i5i62022-4-1852112514362560120()2()2()2()()22TTTTTuii

23、i thUuiii thUuiiI thUuuiI ththUU(517) (518) 2022-4-1853w 上式表明，i和u1、u2之间是双曲正切函数关系，u1和u2不能实现乘法运算关系。只有当u1和u2均限制在UT=26mV以下时，才能够实现理想的相乘运算:12024Tu uiIU 2) 扩展u2的动态范围电路21002()211()44eTeTeTuuithRUI RUuI RU可以计算出u1允许的最大动态范围为(519) (520) 2022-4-1854 图5.21 扩展u2的动态范围VieReVu2I02I02 UEEi5i62022-4-1855w 3) 典型的集成电路MC1

24、596w MC1596主要技术参数如下：w 载波馈通：Urms=140V(fc=10MHz,Ucm=300mV方波)。w 载波抑制：65dB(fc=50MHz,Urms=60mV输入)。w 互导带宽：300MHz(Rc50,Urms=60mV输入)。2022-4-1856 图5.22 MC1596的内部电路 V7V5V6V3V4V1V2i5i6V8500500500uyucuxuIEE22022-4-1857w 4) 同时扩展u1、u2的动态范围电路 w 当接入补偿电路后，双差分对管的输出差值电流为120124eeu uiI R R(521)可以计算出u1、u2允许的最大动态范围为011010

25、220211()4411()44eTeTeTeTI RUuI RUI RUuI RU(522) 2022-4-1858图5.23 扩展u1、u2的动态范围V7i7i8V8RIkRe1i9i10V9u1I02I02V10V5i5V6i6Re2I02I02u2 UCC UEERciRciV1V2V3V42022-4-1859w 5) 典型集成电路AD834图5.24 AD834简化原理电路x输入失真抵消电路V7V8Re1285V12V13V11能隙基检偏置电压源x1V9V10 x2 UCCy输入失真抵消电路y1V5V14285Re2V6V15y2V16V19V20 UB UB差模输出电流V17V1

26、8内部基极偏压 UEEV1V2V3V42022-4-1860w 按图5.25所示的基本接法，它的传输关系式为010220102201024(1 )1250()1250 xyxycxycodcu uiimAVu uRiiVu uRuR iiV 2022-4-1861图5.25 AD834宽带接线图X2Y1X1Y2VsW1W2Vs最佳电阻最佳电阻x输入电压1 V(FS)y输入电压1 V(FS)87651 62R3Rc50Rci014i021R41234.750Rc差模输出电压UCC(49)V(49)VUEE400 mV(FS)2022-4-1862w 5.2.2 低电平调制电路w 1. MC159

27、6集成平衡调制器w 设载波信号Ucm的幅度Ucm2UT，是大信号输入，根据式(518)和图5.26(a)可知，双曲正切函数具有开关函数的特性，如图5.26（b）所示。于是得下式：11223122ccTctuthUt2022-4-1863图5.26 MC1596构成平衡调制器MC15968147102511kR210 kRP10 k(8 V) UEE510.1 1 ucu351 kRe0.1 1 kR169Re500500Re0.1 带通滤波器uo UCC(12 V)516.8 kRbIEE2(a)2022-4-1864图5.26 MC1596构成平衡调制器1ucth2UT0uc2UT1ucth

28、2UT0t110uct2022-4-1865w 对上式按傅里叶级数展开为1cos2sin(/2)/2cncnTnuthAtUnAnn为奇数 调制信号u加在1端。由于有负反馈电阻,Re1k,在2与3端之间， 不能成立。在负反馈电阻足够强的情况下，如图5.22所示，有 2cTuU562euiiR (524) 2022-4-1866w 将图5.20与图5.26(a)所示电路结合起来分析，Rc对电流取样，于是可得单端输出时的uom表达式为561()()()222ccccomcTeTuu Ruuii R ththURU 将uU m cost和式(523)代入上式，得1e1ecoscoscos()cos(

29、) 2conmncncmnccnRuUtAtRRUAntntR (525) 2022-4-1867w 式中,ABP是滤波器带内增益系数，A12/ 。载波抑制度与MC1596及工作频率fc有关，一般大于3640dB1( )coscosBPcomceA Ru tAuttR2022-4-1868 图5.27 双边带调制的波形及频谱ucth2UTuut小信号输入大信号输入tuom调制输出tuotuoccccuomucc3c5c000000002022-4-1869w 2. 普通调幅器图5.28 MC1596构成普通调幅MC15968147102511 k750RP750(8V)510.1 1 ucu3

30、51 kRe0.1 1 k693.9 kuo(12 V)516.8 k3.9 k0.1 2022-4-1870w 5.2.3 高电平调制电路w 1. 集电极调幅电路w 2. 基极调幅电路2022-4-1871图5.29 集电极调幅电路V载波T1ucC1C2CLuC3UBBUCC调制信号T2T3调幅波2022-4-1872图5.30 基极调幅电路T1VR3CLLbT2调幅波ucC4uC2C3R2R1C1UCC2022-4-18735.3 振幅解调电路w 5.3.1 二极管包络检波电路w 振幅调制有三种信号形式：普通调幅信号（AM）、双边带信号（DSB）和单边带信号（SSB）。 2022-4-18

31、74w 这里有两点需要说明：不论哪种振幅调制信号，对于同步检波电路而言，都可实现解调。对于普通调幅信号来说，由于载波分量的存在，可以直接采用非线性器件（二极管、三极管）实现相乘作用，得到所需的解调电压，不必另加同步信号，这种检波电路称为包络检波。2022-4-1875w 1. 二极管包络检波电路的工作原理w 二极管包络检波电路有两种电路形式：二极管串联型和二极管并联型，如图5.31所示。下面主要讨论二极管串联型包络检波电路。w 图5.31(a)是二极管VD和低通滤波器RLC相串接而构成的二极管包络检波电路。cosAVANLAVmuiRVUt(527) 上式中uAV与输入调幅信号包络Uom(1+

32、macost)成正AVdommdaomdUUUm U为检波效应，值恒小于2022-4-1876图5.31 二极管包络检波原理电路 usVDiCRLuousVDCRLuo(a)(b)2022-4-1877图5.32 检波电路波形 uousuousct0(a)i0(b)ctiAV(c)iAVUAV0ut2022-4-1878w 2.输入电阻w 检波器电路作为前级放大器的输出负载，可用检波器输入电阻Ri来表示，如图5.33(a)所示。其定义为输入高频电压振幅Uom与二极管电流中基波分量I1m振幅的比值，即1momiURI(528) 若输入为调幅信号，当1/(C)RL时，输入电阻RiRL/2。 202

33、2-4-1879图5.33 放大器和检波器级联VL1C1L2usiCRLuoRi(a)L 1isC 1RPusiRiCRLuoVDVD(b)2022-4-1880图5.34 三极管包络检波器VusReCuo2022-4-1881w 3.二极管包络检波电路中的失真w 1)惰性失真w 惰性失真是由于RLC取值过大而造成的。 w 避免产生惰性失真的条件如下：21aLamR Cm(529) 2022-4-1882图5.35 惰性失真uo0usuoust2022-4-1883w 2) 负峰切割失真w 实际上，检波电路总是要和下级放大器相连接，如图5.36(a)所示。 w 交流负载 ZL(j)RLRLw

34、直流负载 ZL(0)RL2022-4-1884 图5.36 负峰切割失真 ustuot(b)(c)tu(d)CRLusuVDuoCcR L(a)2022-4-1885w 为了避免这种失真，Uom的最小值必须大于Ua（以免二极管始终截止），即LaAVLLRUURR(1)()LomaAVLLLLaLLLRUmURRRZmRRR 在大信号检波和gDRL50的条件下，UomUAV,故上式可简化为 (530) 2022-4-1886图5.37 减小交、直流负载电阻值差别的检波电路 CRL1usuVDC2R LRL2Cc2022-4-1887w 5.3.2 同步检波电路w 1.叠加型同步检波电路w 2.1

35、596模拟乘法器构成的同步检波图5.38 叠加型同步检波电路模型ur包络检波器uusRLusVDuruuC(a)(b)2022-4-1888图5.39 MC1596接成同步检波器MC15968147102511 k0.1 urus350.1 100693 k12 V10 k3 k1.3 k1 k0.005 0.005 1 RL10 k8000.1 0.1 1 k1 k0.1 0.1 2022-4-18895.4 混频电路w 混频器的主要指标如下：w (1) 混频增益Ac:混频器输出电压UI（或功率PI）与输入信号电压Us（或功率Ps）的比值，用分贝数表示，即1120lg,10lgssUPAGU

36、P2022-4-1890w (2)噪声系数NF:输入端高频信号信噪比与输出端中频信号信噪比的比值，用分贝数表示，即1/10/sNFNPPNLGP P2022-4-1891w 5.4.1 混频电路w 1. 二极管双平衡混频电路w 在uL(t)为正半周时，VD1、VD2导通，VD3、VD4截止，可得图5.40(b)。由图可得 w 4312()2sLLVDuiiiKtRR 1212()2sLLVDuiiiKtRR 在uL(t)为负半周时，VD3、VD4导通，VD1、VD2截止，可得图5.40(c)。由图可得2022-4-1892 图5.40 二极管双平衡混频电路(b)VD1VD2T1usi1RLT2

37、i2T3uLT1RLT2VD3usVD4i4i3T3(c)uLT1RLT2i2(a)VD1VD3VD2usVD4i1i4i3T3uL2022-4-1893w 通过RL的总电流为 01243112()()2()()22()22cos44coscos323sLLLVDsLLVDsmcLLLVDiiiiiiiuKtKtRRuKtRRUtttRR(531) 2022-4-1894图5.41 二极管开关函数0K1(Lt)Lt0K2(Lt)LtRdS1(a)(b)(c)2022-4-1895w K1(Lt)，K2(Lt)可分别展开成下列傅里叶级数121222()coscos3cos3235444()cos

38、cos3cos535LLLLLLLLKttttKtttt(532) 4cos()2smILcLDUitRR(533) 2022-4-1896w 2. 晶体三极管混频电路w 1) 晶体三极管混频电路的工作原理w 三极管的转移特性，如图5.43所示。其斜率 w 称为三极管的跨导。这时跨导也随时间w 不断变化，称为时变跨导，用g(t)表示，即0sCuBEiguCQBEigu三极管的集电极电流()()()cBEBBLBBLsif uf Uuf Uu u2022-4-1897w 式中，f(UBB+uL)和f(UBB+uL)都随uL变化，即随时间变化，故分别用时变静态集电极电流Ic(uL)和时变跨导gm(

39、uL)表示，即()()ccLmLsiI ugu u在时变偏压作用下，gm(uL)的傅里叶级数展开式为012()( )coscos2mLmmLmLgugtggtgtgm(t)中的基波分量gm1cosLt与输入信号电压us相乘111coscoscos()cos() 2mLsmmsmLcLcgt Uctg Utt(534) 2022-4-1898 从上式中取出I=L-c中频电流分量，得 1Im11coscoscos2ImsmImcsmIiItg Utg Ut其中 112mcmgg2022-4-1899图5.42 三极管混频电路usL1C1fcus(t)L2C2fIVuI(t)uLUBBUCCuBB(

40、t)2022-4-18100图5.43 三极管的转移特性i0QuBE2022-4-18101w 2) 晶体三极管混频电路形式w 3) 晶体三极管混频电路应用图5.44 晶体三极管混频器的几种基本形式(a)usuLLusuLL(b)(c)usuLL(d)usuLLCCCC2022-4-18102图5.45 晶体三极管混频电路应用2700.047 LbLa2.7 k10 kV1fI465 kHz0.047 Le0.01 中频输出2.2 k300270 47001.5 k5202.7 kV26.8 k0.047 50 0.047 6 V2005202022-4-18103w 3. MC1596构成的

41、混频电路 w 图5.46所示为MC1596构成的混频电路。它是利用非线性器件实现两个信号相乘。0Im1(1cos)cosamuUmtt2022-4-18104图5.46 MC1596组成的混频器MC15968147102511 k10 k 8 V510.001 uLus350.001 1 k69uo 8 V516.8 k0.001 100 100 UCC0.001 LCCRbIEE210 k51 k UBB2022-4-18105w 5.4.2 混频过程中产生的干扰和失真w 1. 混频器的干扰,0,1,2,p qLcIfpfqffp q0.70.722ILcIfffpfqff(535) 202

42、2-4-18106w 1. 干扰哨声w 2.寄生通道干扰0.7LcIffff 当 时，则由(535)式可得LMIpfqff(537) 由式(537)可得形成寄生通道干扰的输入干扰信号频率为1MLIpfffqq (538) 2022-4-18107w 当p=0,q=1时，由(538)式求得寄生通道的fM=fI，故称为中频干扰。混频器对这种干扰信号起到中频放大作用，而且它比有用信号有更强的传输能力。w 当p=-1,q=1时，由(538)式求得的寄生通道fK=fM=fL+fI=fc+2fI，故称为镜像干扰。其中fL可看成一面镜子，则fK是fc的镜像，如图5.47所示。 图5.47 镜像干扰示意图fc

43、fLfKfIfI2022-4-18108w 3. 混频器中的失真w 1) 交叉失真w 2) 互调失真 2022-4-181095.5 自动增益控制w 5.5.1 AGC电路的作用及组成 w 增益控制电路一般可分为手动及自动两种方式。 2022-4-18110图5.48 带有自动增益控制电路的调幅接收机的组成方框图混频器高频放大us直流放大中频放大包络检波器低频放大AGC检波器uIUAGC2022-4-18111w 5.5.2 AGC电压的产生w 1.平均值式AGC电路w 平均值式AGC电路是利用检波器输出电压中的平均直流分量作为AGC电压的。图5.49所示为典型的平均值式AGC电路，常用于超外

44、差收音机中。 2022-4-18112图5.49 平均值式AGC电路CuIVDC1C2R2R1R3C3UAGCC4音频信号输出2022-4-18113w 2. 延迟式AGC电路w 平均值式AGC电路的主要缺点是，一有外来信号，AGC电路立刻起作用，接收机的增益就因受控制而减小。这对提高接收机的灵敏度是不利的，这点对微弱信号的接收尤其是十分不利的。为了克服这个缺点，可采用延迟式AGC电路。 2022-4-18114图5.50 延迟式AGC电路音频信号T1R2C3R1C1L1UCCT2C4R3L2R5UC7VD2R6C2R4C5C6C8UAGCVD1V2022-4-18115w 5.5.3 实现A

45、GC的方法 w 由于AGC电压UAGC通过R4及R3加到发射极上，便产生如下变化： AGCBEBCEuoAGCBEBCEuoUUIIIAUUIIIA2022-4-18116图5.51 改变IE的AGC电路 T1R2C1R1CLUCCT2C2R3RLR4Vuo(a)uIUAGC2022-4-18117图5.51 改变IE的AGC电路 T1R2C1R1CLUCCT2C2R3RLVuo(b)R4R5 UAGC0BAIE/mA(c)2022-4-18118w 图5.52(a)和(b)为另一种改变IE的AGC电路。图中所使用的晶体三极管具有图5.52(c)所示的特性。当静态工作电流IE在AB范围内，却有

46、IE的特性。图(a)所示为单调谐小信号放大器。由于AGC电压UAGC通过R4加到基极上，所以本电路可产生如下变化： AGCBEBCEuoAGCBEBCEuoUUIIIAUUIIIA2022-4-18119图5.52 另一种改变IE的AGC电路T1R2C1R1CLUCCT2C2R3RLR4 UAGCVuo(a)T1R2C1R1CLUCCT2C2R3RLVuo(b)uIuIR4R5UAGC0BAIE/mA(c)2022-4-181205.6实训:幅度调制电路及幅度解调电路的仿真w 范例一：观察普通调幅、双边调幅电路的输出波形及频谱结构步骤一绘出普通调幅电路图w (1)请建立一个项目Ch5，然后绘出

47、如图5.53所示的电路图。w (2)图中U1是，载波信号源，参数设置为 2022-4-18121图5.53 普通幅度调制电路U1U2V5V6V7V8500R1500R2VD1500R3C1100 FR551R651Re1 kR46.8 kA0.1 FC30.1 FC2R850.5 kR7650V1V2V3V4R123.9 kR133.9 kR111 kC50.1 F1.5 kR14Bout12 VR1051R91 kC40.1 F8 V2022-4-18122w UOFF:直流基准电压，设定为0V。w U A M P L : 峰 值 电 压 ， 设 定 为350mV。w FREO:信号频率，设

48、定为1MHz。w TD:出现第一个波形的延迟时间，设定为0ms。w (3)图中U2是调制信号源，参数设置为：w UOFF:直流基准电压，设定为0V。w U A M P L : 峰 值 电 压 ， 设 定 为450mV可调。w FREO:信号频率，设定为30kHz。w TD:出现第一个波形的延迟时间，设定为0ms。w (4)将图5.53中的其它元件编号和参数按图中设置。 2022-4-18123w 步骤二设置Transient Analysis(瞬态分析)w (1)在PSpice电路分析功能（分析设置）项中，选Transient Analysis(瞬态分析)。w (2)在Transient An

49、alysis(瞬态分析)中，设置绘图的时间增量，设定为400ns；设置瞬态分析终止时间，设定为100s。w 步骤三存档w 在执行PSpice分析以前最好养成存档习惯，先存档一次，以防万一。2022-4-18124w 步骤四观察普通调幅电路的输出波形w 启动PSpice进行仿真，在Probe窗口中选择TraceAdd，打开AddTrace对话框。在窗口下方的TraceExpression栏处用键盘输入“U(out)”。用鼠标选“OK”退出AddTrace窗口。这时的Probe窗口出现普通调幅电路的输出波形,如图5.54所示。利用Probe中的测试功能从图中可以测得输出波形的幅度。2022-4-18125图5.54 普通调幅电路的输出波形1.0 V0 V 1.0 V10 s20 s30 s40 s50 s60 sU(out)Time2022-4-18126w 步骤五观察普通调幅波的频谱图w (1)在Probe窗口中，选TRACE命令菜单中Fourier傅里叶分析命令。w (