重庆大学光伏并网发电模拟装置

1、光伏并网发电模拟装置光伏并网发电模拟装置张煜欣谭天诚谢武阳（重庆大学电气工程与自动化学院400044）摘要：本文实现了一个基于 TMS320F2812 DSP的光伏并网发电模拟装置，采用直流稳压源和滑动变阻器来模拟光伏电池。通过 TMS320F2812 DSPADC 模块实时采样模拟电网电压的正弦参考信号、光伏电池输出电压、负载电压电流反馈信号等。经过数据处理后，用 PWM模块产生实时的 SPWM 波，MOSFET 逆变全桥输出正弦波。本文用 PI算法实现了输出信号对给定模拟电网电压的正弦参考信号的频率和相位跟踪，用恒定电压法实现了光伏电池最大功率点跟踪（MPPT），从而达到模拟并网的效果。另

2、外本装置还实现了光伏电池输出欠压、负载过流保护功能以及光伏电池输出欠压、过流保护自恢复功能、声光功能、孤岛效应的检测、保护与自恢复功能。系统测试结果表明本设计完全满定设计要求。：光伏并网，MPPT，DSPPhotovoltaic Grid-connected generation simulatorZhangyuxin，Tantiancheng，Xiewuyang(College of Electrical Engineering, Chongqing University)Abstract: This paper presents a photovoltaic grid-connected

3、generation simulator which is based on TMS320F2812 DSP, with a DC voltage source and a variable resistor to simulate the characteristic of photovoltaic cells. We use the internal AD converter to real-time sampling the referenced grid voltage signal, outputting voltage of photovoltaic, feedback outpu

4、tting voltage and current signal. The PWM module generates SVPWM according to the calculation of the real-time sampling data, to control the full MOSFETinverter bridge output sine wave. We realized that the output voltage of the simulator can track the frequency and phase of the referenced grid volt

5、age with PI regulation, and theum photovoltaic power tracking with constant voltage regulation, thereby achieved the purpose of grid-connected simulation. Additionally, this device has the over-voltage and over-current protection, audible and visual alarm, islanding detecting and protection, and it

6、can recover automatically. The testing shows that our design is feasible.Keywords: Photovoltaic Grid-connected，MPPT，DSP光伏并网发电模拟装置目录引言11.方案论证11.1.1.2.1.3.1.4.1.5.总体介绍1光伏电池模拟装置1DC-AC 逆变桥1MOSFET 驱动电路方案2逆变电路的变频方案22.理论分析与计算22.1.SPWM 产生22.1.1.2.1.2.2.1.3.2.1.4.2.1.5.规则采样法2SPWM 脉冲的计算公式3SPWM 脉冲计算公式中的参数计算3TM

7、S320F2812 DSP器的管理单元4软件设计方法62.2.2.3.MPPT 的方法与参数计算7同频、同相的方法和参数计算82.3.1. 频率跟踪82.3.2. 相位跟踪9提高效率的方法112.4.1. 选择高效的拓扑结构112.4.2. 提高开关频率11滤波参数计算122.4.2.5.3.电路与程序设计133.1. DC-AC 主回路与器件选择133.1.1.3.1.2.3.1.3.3.1.4.3.1.5.3.1.6.DC-AC 逆变电路13MOSFET 选型及驱动电路设计14电源管理电路15信号检测电路16电网参考电压检测16输出电流测量电路173.2.程序173.2.1.3.2.2.3

8、.2.3.3.2.4.3.2.5.软件总体框图17初始化模块18ADC 模块18最大功率点跟踪（MPPT）模块18频率跟踪模块191光伏并网发电模拟装置3.2.6.3.2.7.3.2.8.3.2.9.相位跟踪模块19输入欠压保护系模块20输出过流保护流程图20中断模块213.3. 保护电路223.3.1.3.3.2.3.3.3.输入欠压保护电路22输出过流保护电路22其它保护电路234.测试方案与测试结果234.1.测试仪器及测试方案234.1.1. 测试仪器234.1.2. 测试方案23测试结果及其完整性304.2.4.2.1.4.2.2.4.2.3.4.2.4.4.2.5.4.2.6.4.

9、2.7.4.2.8.最大功率点跟踪功能30频率跟踪功能30效率测量30uo 的失真度(THD)测量30欠压保护及自动恢复功能31过流保护及自动恢复功能31相位跟踪功能31其他314.3.测试结果分析324.3.1.4.3.2.4.3.3.4.3.4.4.3.5.4.3.6.4.3.7.最大功率点跟踪32频率跟踪32效率测量32THD 测量32欠压保护32过流保护32相位跟踪335.6.参考文献33附录336.1. PCB 板及现场设备346.2. 测试与评分表342光伏并网发电模拟装置引言随着环境的日益，人们逐渐认识到必须走可持续发展的道路，太阳能等清洁能源作为替代能源是必须的。光伏并网是太阳

10、能利用的发展趋势，光伏发电系统将主要用于调峰电站和屋顶光伏系统。在光伏并网系统中，并网逆变器是部分。DC-AC 逆变环节主要使输出电流与电网电压同相位，同时获得功率因数。DSP 是对数字信号进行高速实时处理的处理器。在的数字化的背景下，DSP 以其高性能和软件可编程等特点，已经成为电子工业领域增长最迅速的之一。人们既利用 DSP 的高性能来实现各种复杂算法，也能利用 DSP 片内丰富的外设来实现各种功能。在 DC-AC 逆变器中，SPWM(正弦脉冲宽度调制)技术得到了广泛应用。SPWM 波常用于逆变器功率开关器件的开关时刻，该波形的产生就是利用一系列连续的三角波和正弦波相交，从而得到一系列宽度

11、和正弦波幅值成正比的方波信号。本文介绍了采用 TI 公司的 DSPTMS320LF2812 用于 SPWM 波发生模块的使用方法。本设计制作了一台光伏并网发电模拟装置，可以用来跟踪参考正弦信号的频率和相位，逆变桥输出与参考信号同频、同相的电压，从而达到模拟并网的目的。本设计基于 TMS320F2812测试。DSP 平台，完成了光伏并网发电模拟装置的设计、制作与1光伏并网发电模拟装置1.方案论证1.1. 总体介绍本装置的 DC-AC 逆变环节既要通过阻抗匹配完成光伏电池最大功率点的跟踪，同时又要使输出电流与电网电压同频同相位。因此 DC-AC 主电路及其如图 1 示。是本装置设计的要点。总体框图

12、RSIdio1ioT+n1n2+滤波器U dUSDC- ACuo1RL- -n3uFuREF电路图 1 总体框图1.2. 光伏电池模拟装置虽然光伏电池本质上是相当于恒流源，但由于受模拟装置条件的限制，再加上题目的条件已经明确用的直流稳压电源 US 和可变电阻 RS 来模拟光伏电池。因此我们采用可调直流稳压源来提供 60V 的直流电压，使用 3036 的滑动变阻器来调节内阻 RS。1.3. DC-AC 逆变桥方案：采用半桥逆变电路，半桥逆变电路如图 2 所示，其电路简单，使用器件少，驱动容易，开关损耗较少。但是直流电压利用率低，其输出的交流电压最大幅值为 Ud/2。方案：全桥逆变电路（如图 2

13、所示）却能解决这个问题。其电路拓扑也不复杂，也较容易，输出电压调节范围大大提高，故我们选用四个功率 MOSFET 组成全桥逆变电路，其开关频率达 20kHz 时损耗仍很小。图 2 半桥逆变电路图图 3 全桥逆变电路图1uo光伏并网发电模拟装置1.4. MOSFET 驱动电路方案功率 MOSFET 为电压推挽式结构，通过主控MOSFET，电路简单，路集成度低，易受干扰。型开关器件，其最简单的驱动电路可由两个小功率 MOS 管组成的输出逻辑和集成门电路小功率 MOS 管的开断来驱动大功率容易。但是在驱动上半桥时需要信号和电源，而且驱动电若用两片半桥 MOSFET 栅极集成驱动IR2102，可解决以

14、上问题。该为 8 引脚封装，内部有自举电路，在 600V 直流电压下无需即可直接驱动同桥臂的上下两个MOSFET；栅极驱动电压范围宽（1020V）；施密特逻辑输入，输入电平与 TTL 及 COMS 电平兼容，可有效防止干扰；内置死区保护，可防止上下桥直通；输入、输出同相，低边输出死区时间调整后与输入反相，最高可达 40kHz。本设计采用三相 MOSFET 全桥集成驱动电路 IR21363S，其三相可，每一相都有 IR2102 的所有功能，而且还增加了过流保护，欠压自锁，逻辑使能，故障输出等功能，可有效提高电路的可靠性和稳定性。由于本设计是单相逆变，故有一相的上下桥臂输入端分别接高电平和地，输出

15、悬空。1.5. 逆变电路的变频方案本文用正弦脉冲调制波（SPWM 波四个 MOSFET 的开通时间按正弦规律变化，SPWM波的基本原理为面积等效原理，即冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果近似相同，通过 LC 滤波和变压器之后即得到含有高次谐波的工频电压。SPWM 有两种调制方式：单极式和双极式，两种调制方式输出电压的大小和频率都是通过改变正弦调制信号的幅值和频率而改变，但功率开关器件通断的情况不一样。采用单极式 SPWM 时，正弦波的半个周期内左右桥臂各只有一个开关元器件开通或关断，而双极式 SPWM 控制时逆变器两桥臂上下两个开关器件交替通断，处于互补工作方式。双极式调

16、制时功率开关器件的开关次数比单极式的多，开关损耗大，但方便灵活，易于实现。本设计采用了双极性 SPWM 技术来实现正弦波变频。实现 SPWM 有以下两种方法：一、规则采样则采样法一般采用三角波作为载波，用三角波对正弦波进行采样得到阶梯波形，再以阶梯波与三角波的交点时刻开关器件的通断。二、自然采样法。以正弦波为调制波，等腰三角波为载波进行比较，在两个波形的自然交点时刻自然采样法。开关器件的通断，这就是由于 DSP 内部的管理器有比较定时器，能很方便的在两个波形的自然交点时刻开关器件的通断，所以我们采取规则采样法。2.理论分析与计算2.1. SPWM 产生2.1.1. 规则采样法规则采样法如图 4

17、 所示。其方法是把 1 个三角载波 Uc 周期内的正弦调制波 Ut 看成不变， 在 1 个三角波周期只需取样 1 次(B 点) ，这样可使生成的 SPWM 脉冲的中点与对应三角波的中点(负峰点 A) 重合，从而使 SPWM 脉冲的计算大为简化。下面介绍有关算法。2光伏并网发电模拟装置TcUUt = M * sin(wt + y )EBUcC0DAUct2/2t2/2t1t2t30t图 4 生成 SPWM 波形的规则采祥法2.1.2. SPWM 脉冲的计算公式设三角载波 UC 幅值为 1 ，正弦调制信号为Ut = Msinwt ,其中调制度。0£M < 1。从1 + Msinwt

18、 t222TC2=图 4 中可以看出:(1)由式(1)可得取样时刻 SPWM 的脉冲宽度:t = (Msinwt + 1)TC(2)222.1.3. SPWM 脉冲计算公式中的参数计算（1） SPWM 脉冲的周期(即三角载波周期) TC，频率为 fC。（2） 同步调制，载波比N = fC = const 其中f 为调制波频率，故tftTC =1/fC=1/(N*ft)(3)（3） 调制度 M 的选取从式(2)可知 SPWM 脉冲的脉宽 t2 与调制度 M 成正比，而脉宽又决定了 SPWM 脉冲序列的电压的幅值，即 M 决定了变频器正弦电压的幅值。一般来说,M 选取的越大，总谐波失真越小，整个系

19、统的性能越好。但是，从功率管的开关特性、开关电源的频率和充分利用 SPWM 调制优点的角度考虑， M 不能无限地增大，更不可能达到 100% 调制。由功率管的器件特性可知，两个脉冲之间的间隔应大于两倍的死区时间，按最小的情形考虑，应为两倍的死区时间2Dt 和一个开关频率脉冲时间 1/ fs 之和。同时，假定前一个脉冲的下降到这个脉冲的起始点的时间长度t¢和t1 相等，从图 4 和上述关系可以得出1/(1- M) = t1 /(p /(2N )t1 + t¢ = 2Dt +1/ fsM = 1- (2N/p )(Dt +1/(2 fs )(4)(5)(6)3光伏并网发电模拟装

20、置上式确定了 M 选取的最大值，但具体 M 的选取应综合考虑与此相关的诸多因素。经综合考虑，在这里选取 0.1<M<0.9。经实验检验，完全符合最大功率点跟踪（MPPT）要求。（4） 各取样时刻 t 的正弦函数sinwtUctA图 5 规则采样法原理图同步调制使正弦调制波 Ut 上升段过零点和三角载波 UC 上升阶段过零点重合，并把该时刻作为零时刻。由于规则采样法的取样时刻是在每个三角波的负峰点，所以各取样时刻t = K×TC + TC *3/ 4(K=0,1,2,N-1)(7)这里 K=0 时对应于第 1 个取样时刻。各取样时刻的正弦函数为sinwt = sin2pf

21、×æ K ×Tö3T+=çC÷ø(K=0,1,2,N-1)(8)TCè4（5） 同步调制时的载波比 N 的选取同步调制方式中，为了消除偶次谐波，产生双极性 SPWM 波的载波比应设为奇整数且为 3的倍数。考虑载波比 N 过大，fc 可能过高，以至于超过主电路功率开关器件的最高频率，以及 Tc 过短，以至于小于计算机定时所的时间；载波比 N 过小，不利于滤波。经综合考虑，本设计中选到 N 为 597，MOSFET 开关频率约 30KHZ，完全符合要求。2.1.4. TMS320F2812 DSP器的比较单元的功能模块

22、框图如图 6 所示。管理单元图 6 比较单元的功能模块框图4CMPRx全比较寄存器（带寄存器TzCNT GPTz计数器比较逻辑光伏并网发电模拟装置（对 EVA，x1、2、3，y1、3、5，z1；对 EVB，x4、5、6，y7、9、11，z3） 比较单元和相关 PWM 电路的时钟由通用定时器 1（对 EVA）或通用定时器 3（对 EVB）提供。这些定时器可以设置为任何一种计数模式，只要比较操作使能，比较输出就发生跳变。T1CON12-11COMCONA9对称/非对称波形发生器PWM1比较匹配GPT1标志PWM6SVPWM状态机COMCONA12ACTRA12-15图 7 PWM 电路框图内部CP

23、U时钟PHx来自波形发生器/SV状态机比较逻辑DBTCONx死区寄存器DTPHxDTPHx_PHxDTPHx死区时间DTPHx_图 8 死区单元模块框图（x1，2 或 3）5（x1，2或3）边沿检测CLKEN计数器预定标DBTCONx死区寄存器ACTRA全比较方式寄存器DBTCONA死区时间寄存器输出逻辑死区单元DTPHxDTPHx_MUXPHx X=1,2,3光伏并网发电模拟装置注：PHx、DTPHx 和 DTPHx_等都是内部信号，不可能从外部监测与这些信号。ACTRx0-1,2-3,10-11DTPHxPWMyCOMCONx9图 9 输出逻辑电路图定时器（PWM）周期1定时器值PWMx（

24、低有效）PWMx+1（高有效）+ 比较匹配（x1，3或5）图 10 使用比较单元和 PWM 电路产生的对称 PWM 波形管理器(EVA)模块的 2 个全比较单元产生 SPWM 波形，对全比较单元编程使其利用工作于 PWM 模式，用定时器 1 产生一定周期的载波信号，改变定时器 1 周期寄存器的值就改 变了载波频率。在定时器 1 不断计数的同时，全比较单元的比较逻辑也在不断地将定时器 1 计数器的值和比较寄存器的值进行比较，当两个值相等时将产生比较匹配信号。该信号被送到PWM 电路中的对称/非对称波形发生器，由它产生一路 PWM 脉冲信号，再经过死区单元就产生了可以驱动同一桥臂的 MOSFET

25、互补的 PWM1/2 和 PWM3/4 信号，为了防止上下桥臂的直通，在互补信号间加入了死区，最后通过输出逻辑产生PWM 波形。比较寄存器中存放的是代表脉宽的计数值，定时器 1 连续增减计数模式(使载波为三角波)，增计数和减计数各有一 次计数器的值和比较寄存器的值相等，这两次匹配都会导致 PWM 输出在引脚上的翻转，因此，通过改变比较寄存器的值就可以在一个载波周期内两次匹配发生的时刻，即周期中输出的 PWM 脉冲的宽度。每个载波2.1.5. 软件设计方法在用程序计算脉宽时，要求事先知道sinwt 的数值， TMSF2812 DSP 的汇编语言库文件中有计算正弦值的子程序，但是由于所需的计算量过

26、于庞大，因此不适合在实时6算法中使死区时间或DPTHx_“1”“0”10MUX011100（x1，2或3;y1,2,3,4,5或6）光伏并网发电模拟装置用。本文采用的程序是通过查表法实现对正弦值的求取。其原理是建立了一个正弦函数数据表。假设载波比为 N，要建立 0360 度的正弦函数数据表我们以æsinwt = sin2pfT × ç K ×è建立 N 项数据，再查表更新。(K=0,1,2,N-1)0图 11 规则采样法查表更新数据原理2.2. MPPT 的方法与参数计算所有的光伏系统都希望电池阵列在同样光照、温度的条件下输出尽可能多的电能，以

27、提高其发电效率，这也就是理论和实践上的太阳能电池阵列的最大功率点跟踪 MPPT(umPower Point Tracking)。太阳能光电应用的日益普及了人们对这一问题的研究。目前，国内外已经提出了多种 MPPT 算法。太阳能电池的最大功率点跟踪算法根据原理和实现方法，大概可以归纳为六种方法：恒定电压及其改进算法；恒定电流及其改进算法；扰动观察法；增量电导法；模糊逻辑；神经网络。考虑到算法的复杂性和对硬件设备的要求及其跟踪效率问题，在小功率和简单的应用环境中，和算法由于简单、易于实现是一种比较合适的算法，但是在工作环境变化时，存在着跟踪效率比较低的问题。当前随着数字信号处理技术的应用，、算法由

28、于跟踪效率比较高，并且易于实现得到了越来越广泛的应用。、算法对于处理非线性和不确定性因素在理论上有着其它算法不可比拟的优势，但是在实际实施中却受到诸多因素的影响，并且算法存在着一定的复杂性，因而在一定程度上也限制了其的应用范围。本文当前应用比较广的扰动观测法进行了设计实现。由于该装置仅是模拟装置，光伏电池是用直流稳压电源 US 和可变电阻 RS 来模拟的。因此MPPT 的功能只需满足，在内阻 RS 和 RL 在给定范围内变化时，使得 Ud =US/2。所以适合使用恒定电压法。根据题目的基本要求，当 RS 和 RL 给定范围内变化时，要保证 Ud 与 Ud =US/2 的偏差的绝对值不大于 1%

29、，同时达到稳态的时间不大于 1s。本装置采用增量式 PID 调节来满足稳态误差精度和调节时间（快速性）的要求。给定值为 US/2，输入电压 Ud，相继通过中值、平均值滤波，消除脉冲。将Ud 与 US 之间的偏差作为 PID 的误差信号输入，通过增量式 PID 算法得到定时器 1 中断服务程序中更新调制值。实现最大功率点跟踪功能。量调制比 M。在整个装置环节比较多，传递函数不能明确地得到，尤其是逆变桥的传递函数。因此采用的方式来整定 PID 参数。在中仿照实物模型搭建好整套装置，如图 12所示。7下光伏并网发电模拟装置图 12 MPPT 的 PID图M*T1PRT1PR/20图 13 MPPT

30、中载波比 M 更新原理2.3. 同频、同相的方法和参数计算2.3.1. 频率跟踪频率：本系统使用的主控TMS320F2812 有 16 通道的 12 位模数转换，即 2 个 8 通道的多路输入、两个采样保持器，有单个采样和同时采样两种模式，最快转换频率为：80n/12.5MSPS(每秒百万次采样)。采样速度和精度都很高，所以本系统中，频率跟踪采用开环电网电压的正弦参考信号 uREF,相继通过中值、平均值滤波，消除脉冲。首先采样模拟。定时器 2 产生一个周期为 10ns 的计时基准（这与频率计算的精度有关，基准值越小，精度越高，此精度足以满足要求），用来计算 uREF 的周期。过零点，开始计时

31、t1=0，20 个过零点到，停止计时，8光伏并网发电模拟装置1的频率 f =t2=t1;也就是 10 个周波，计时器的值为 t 。计算 u。每 10 个周波计2REFt *10ns /102算一次频率，也就是 0.2s 左右，1s 内可以跟踪 5 次左右。所以跟踪速度完全可以达到。再则每10 个周波计算一次频率，减小了偶然误差，提高了精度。经测试，完全能满足题目要求UrefV1图 14 频率原理图 14 中 V1 为正弦参考信号 uREF 的提升电压，t1 为计数器，放定时器 2 中断服务程序（计时基准）中自加，t2 用来暂存计数值，用来计算周期。到正弦参考信号 uREF 的频率 F 后，采用

32、同步调制，载波比为 N。故载 fc=N*f；频率输出TC =1/fC=1/(N*f)。定时器时钟为 150M，周期为 1/150MS。计数方式选择增减计数模式。定时周期 TC =1/fC=1/(N*f)=2*T1PR*1/150M。由此求出定时器周期寄存器的值。在定时器 1 下溢中断中，更新周期寄存器（寄存器）的值，并在下次计数寄存器T 为零时，工作寄存器才重新加载它的寄存器的值。如此更新定时器 1 的周期寄存器 T1PR，改变载波频率，同步调制，载波比 N 不变，近而改变调制波（正弦波）频率。T1CNTT1PRT1PR/20图 15 频率更新原理2.3.2. 相位跟踪相位跟踪采用 PID值滤

33、波，消除脉冲，同时。反馈信号 uF、正弦参考信号 uREF, 相继通过中值、平均uF 上升沿过零点，也就是相位为零的时刻，此时的正弦参考信号 uREF, 查标准正弦表得出正弦参考信号 uREF 此时的相位，即为给定信号与反馈信号之间的相位差，以此相位差为误差信号，经 PID 环节，得出此时的调节量，在定时器 1 中断服务程序更新当前输出相位。如此反复，达到相位跟踪的目的。经测试，相位差在 5 度以内，调节时间在 1s 以内。9光伏并网发电模拟装置yuREFy = sin x, x Î0,2p 1P- p25p x2Opp23p22py-1y = sin(x + -0.2178p)uF

34、图 16 相位反馈信号 uF 上升沿过零点：如图 17 所示：通过 ADC 模块反馈信号 uF，V2 为提升电压，A2 为参考值，K 为标置位。当 uF>V2+A2 时，K1；当 uF<V2-A2 时，K0；相当于一个窗口比较器。所以当 uF 过零时，也就是 uF=V2 时，当K0 时，表示上升沿过零点，当 K1 时，表示下降沿过零点。这样就可以准确地 uF 的过零点相位了。由示反馈信号 uF 的幅值是随负载变化的，所以参考值A2 的取值有要求。当 A2 取值过大，大于 uF 的幅值，这样 K 就有变化，功能失效。当 A2 取值过小，接近 uF 的过零点 V2，可能会误动作。由于光

35、伏电池有欠压保护，所以欠压保护点左右 uF 的幅值最小，所以取此时 uF 的幅值的 0.7 倍为佳。UfV2+A2K=1K=0V2V2-A20K10图 17 反馈信号 uF 上升沿过零点10光伏并网发电模拟装置0图 18 相位更新原理图 19 相位跟踪的 PID图2.4. 提高效率的方法2.4.1. 选择高效的拓扑结构一个高效的拓扑可以有效地降低电路的损耗，提高输出效率。本文采用的脉宽调制逆变器，由工频变压器升压，单级功率变换，电路拓扑简洁，开关器件少，效率较高。我们采用的是工频变压器升压型拓扑，效率通常可达 90%以上，可靠性也很高。2.4.2. 提高开关频率由于采用功率 MOSFET 作为

36、功率开关，其导通电阻小，只有 8 毫欧，故导通损耗低，而且其开关频率可达到上百千赫兹，可使输出滤波器小且轻，滤波电感的功耗小且音频噪音低，可靠性高。但是，提高开关频率使开关管的开关损耗就会大大增加，综合考虑两者后，本设计采用了 20kHz 的开关频率，功率 MOSFET 的功耗低至温升小于 20而无需散热器。11光伏并网发电模拟装置2.5. 滤波参数计算逆变全桥输出的是 20kHz 的 SPWM 方波，其基波为工频 50Hz，还含有低次和高次谐波， 其中幅值最大的是 20kHz 的谐波。若采用常 K 型 LC 低通滤波器对全桥输出进行滤波，设逆变器的效率为 80%，则其等效负荷电阻为：R =

37、( N1 )2 RL = ( )130= 9.4W2(9)N2h280%为使滤波器的效果最佳，令滤波器的特性阻抗与负荷电阻相匹配，即： R =L C 。取滤波器的截止频率为 500Hz，则滤波电感：R9.4L = 3.0mH(10)2pfc2 ´ p ´ 500L3.0 ´10-3C =R2= 34uF滤波电容：(11)9.42上述参数用 Saber软件得到的结果显示其能达到很好的滤波效果，20kHz 谐波可衰减 40dB，总畸变率 THD 小于 0.5%。但是流过 34uF 滤波电容的电流最大值达到 0.5A，且以工频电流为主（见图 21），增加了系统的无功电流

38、，引起系统发热。而且电容需要用两个 68uF 的电解电容背靠背串联，由于电解电容的损耗角正切值较大，电流在电容的两个电极引起发热， 使电容减短。为提高系统效率，在原滤波电路的电容 C1 两端再并联 LC 谐振滤波支路（见图 23）。取 L1=1.0mH，用开气隙铁氧体磁芯绕制，令 LC 谐振滤波支路的谐振频率为 90kHz，取L2=26mH，用外径 22mm 的铁氧体磁环绕制。电容 C1 和 C2 均用低损耗、无极性的 0.1uF /63V聚丙烯电容。经 Saber的结果如图 21 所示。流过滤波电容 C1 的电流以 20kHz 谐波为主，其幅值小于 50mA。改换电容后，输出电压的谐波含量如

39、图 20 所示，总畸变率 THD 仍小于 0.5%图 20 Saber的输出电压波形及谐波含量12光伏并网发电模拟装置图 21 采用 34uF 电解电容时流过电容的电流 图 22 采用 0.1uF 的CBB 电容时流过电容的电流图 23 全桥逆变电路图3.电路与程序设计3.1. DC-AC 主回路与器件选择3.1.1. DC-AC 逆变电路根据变压器的工作频率，逆变电路可分为高频逆变和低频逆变两大类。高频逆变的变压器体积小、重量轻、噪音低、变换效率高、输出电压纹波小等优点。但是需要三级功率变换电路(直流-高频交流-直流-低频交流)，功率开关器件多、驱动目要求。电路较复杂，而且不符合题本设计采用

40、低频逆变中常用的脉宽调制全桥逆变(如图 23 所示)，工频变压器用于电气和升高电压。其电路拓扑简洁、容易、单级功率变换效率高、输出电压 THD 小、输出滤波器小且轻、动态响应特性好、滤波电感的音频噪音较小、成本较低。逆变方法用正弦脉宽调制（SPWM）波四个 MOSFET 的开断，通过 LC 滤波器和变压器之后输出工频电压。13光伏并网发电模拟装置本设计采用低频逆变中常用的脉宽调制全桥逆变(如图 23 所示)，工频变压器用于电气和升高电压。其电路拓扑简洁、容易、单级功率变换效率高、输出电压 THD 小、输出滤波器小且轻、动态响应特性好、滤波电感的音频噪音较小、成本较低。逆变方法用正弦脉宽调制（S

41、PWM）波四个 MOSFE 的开断，通过两级 LC 滤波器和变压器之后输出工频电压。SPWM 波的基本原理为面积等效原理，即冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果近似相同。SPWM 波可用信号比较电路或的集成等硬件电路生成。由于主控C2000 系列数字信号处理器的运行速度快，计算能力强，内部集成的管理器模块的功能全，无需外填元件即可通过软件生成 SPWM 波，且精度很高。采极式 SPWM，逆变器上下桥臂的两个 MOSFET 交替通断，处于互补工作方式。输出电压的大小和频率随正弦调制信号的幅值和频率而改变。3.1.2. MOSFET 选型及驱动电路设计根据题目分析，逆变器的最大

42、输出功率为 30W，额定工作时 MOSFET 承受的电压为 30V， 直流侧最大电压 60V，留一定裕量取 MOSFET 额定电压为 100V。流过 MOSFET 的电流有效值P30I = 1A为：(12)U30（1）考虑启动时的浪涌电流，取 I=5A。为了提高逆变器的转换效率，降低 MOSFET 的功耗和限制温升，使逆变器额定工作时单个MOSFET 的功耗小于 0.2W。由于 MOSFET 开通和关断速度快，开关损耗远小于导通损耗，若忽略开关损耗，则其导通电阻：R£= 0.2 = 0.2WPt(13)onI 212根据以上要求，本设计选择国际半导体（International Re

43、ctifier）公司的 IRFB4410 型号的功率 MOSFET，其主要参数表格 1 所示：表格 1 IRFB4410 参数驱动电路的作用是将信号放大并驱动功率开关器件开通和关断，它输出的脉冲幅值和波形直接影响到功率开关器件的开关特性甚至整个系统的稳定。全桥在工作时，上半桥两个MOSFET 的源极电压是变换的，不能直接用相对于信号地的 15V 电压信号去驱动，而需要一个受控源或自举电路间接驱动。本文选用 IR 公司的集成全桥驱动IR2136，其内部集成自举电路和死区保护电路，输出驱动电压 15V，最高可驱动 600V 的上半桥，IRFB4410 型MOSFET 的典型输出特性如图 24 所示

44、：逻辑由外部提供。14光伏并网发电模拟装置图 24 IRFB4410 的输出特性由图 24 可知，温度为 25 摄氏度时，门极电压达到 5.7V 时 IRFB4410 即完全开通，4.2V 时完全关断。设 SPWM 波为理想方波，幅值为 15V，门极电阻为 R，则其开通时可等效为一阶跃信号加于 R、C 串联电路上，则可得：t = R C-trVgs = 15(1 - e) = 5.7tgiss(14)- t= 15e= 4.2V 时完全关断。当门极电阻越小，驱动电压越高，门极电压关断时，当Vgt上升越快，开通时间越短。但是门极电阻太小时，门极电压会因为引线电感而有振荡现象，且在关断时会承受很高

45、的电压上升率 dV/dt。参考生产厂商提供的实验数据资料，取 Rg = 10W 。3.1.3. 电源管理电路本设计中，由于驱动电路需要+15V 供电，故采用单路+15V 的 AC/DC 开关电源为电路供电。系统的数字电源+5V 和模拟电源 A5V 分别由两片 L78M05 从+15V 稳压得到，其共地端用一个磁珠电感 L12为模拟地和数字地，如图 25 所示。为 DSP供电的 3.3V 和 1.8V数字电源用 TPS75733 和TPS76801Q 从+5V 稳压得到。3.3V 模拟电源 AVCC 由 AMS1117-3.3V从 A5V 稳压而来，为 DSP 的模拟电源。电源管理模块的电路图如

46、图 25：15光伏并网发电模拟装置图 25 电源管理模块3.1.4. 信号检测电路本系统需要检测的信号有直流侧电压，电网参考电压，输出工频电压，输出电流。2812DSP的 AD 采样输入只03V 的电压信号，而需要的信号中有直流信号，也有交流信号，而且都含有高频干扰，故需要对其进行电压提升和滤波等处理。本文采用 TI 公司的 TLV2462D轨到轨运放，其最大输入差模电压可达到供电电压，输出电流可达±175mA。单电源供电电压范围为 2.7V6.0V，公模抑制比达 64dB，差模增益达 90dB。3.1.5. 电网参考电压检测电网参考电压的检测电路如图 26 所示，模拟信号的供电电压

47、 AVCC 为 3.3V，由单独的一片电源AMS1117-3.3V 供电，25时其输出电压的调整率低至 1%，125时也只有 2%，这样可提高测量电路的精度。虚线左边为加法电路，输入电压 Vc 为：+ 3.3= UrefR2R3Vc =U+AVCC(15)refR + RR + R22323Uref 为峰峰值 Vpp=2V 的电网电压参考信号，经此加法电路后，Vc 的电压值范围为 1.152.15V，是一个带直流偏置的正弦信号。虚线右边为二阶巴特沃斯有源低通滤波器，其截止频率为1000Hz，用于滤除高频噪音和干扰，同时起到阻抗的作用，使采样值更加准确。16光伏并网发电模拟装置图 26 电压检测

48、电路输出电压反馈信号的检测电路与图 26 所示电路相同，其可采样的正弦电压信号的最大峰峰值为 5.4V，由于符合测量要求。变压器一三绕组之比为 10：1，则其可测量的一绕组的电压峰峰值为 54V，3.1.6. 输出电流测量电路输出电流的测量用一个 0.1 欧的电阻串入输出回路，其电压提升和滤波电路与电网参考电压测量电路相似，如下图所示。图 27 中，Io1 和 Io2 为测量电阻串入输出回路的两端。由于最大输出电流小于 2A，测量电阻端电压较小，故加法电路的比例改为 5.1：1，则：R14R11Ic =R I +AVCC = 0.084I + 0.54(16)R + R10 OR + RO14

49、111411后极滤波放大电路为二阶巴特沃斯有源低通滤波电路，其截止频率为 1000Hz，增益为 3， 则输入 ADC2 的电压：Vi = 0.252´ Io +1.62 （V）当负载电流为最大电流（过流保护动作值）时，Io=1.5A，峰峰值为 4.2A，则输入 ADC2的采样值的范围为 1.092.15V，在 ADC 的采样电压范围内。图 27 电流检测电路3.2.程序3.2.1. 软件总体框图本系统软件设计采取模块化设计方案，将完成特定功能的子程序组功能模块，由主监控程序统一调用。软件总体框图如 28 所示。系统软件包含的主要功能模块有：初始化模块， MPPT 模块，频率跟踪模块，

50、相位跟踪模块，ADC 模块、欠压保护模块，过流保护模块，定时器 1 模块，定时器 2 模块。17光伏并网发电模拟装置主程序中断模块图 28 软件总体框图3.2.2. 初始化模块初始化模块包括系统初始化、ADC 模块初始化、GPIO 初始化、Time1 初始化、Time2 初始化以及 PWM 模块初始化，流程图见图 30开始返回图 29 主函数流程图图 30 初始化模块流程图3.2.3. ADC 模块ADC 模块流程图如图 31 所示。3.2.4. 最大功率点跟踪（MPPT）模块由于本系统是模拟的光伏系统，只要 Ud=Us/2，则跟踪到了最大功率点。所以本系统采用PID。给定值为 Us/2，输入

51、电压 Ud，相继通过中值、平均值滤波，消除脉冲18。输出过流保护所有ADCIN提升电压输入欠压保护建立标准正弦函数表相位跟踪PWM模块初始化TIME2初始化频率跟踪TIME1初始化MPPTGPIO初始化AD转换ADC模块初始化初始化系统初始化过流保护模块欠压保护模块声光模块ADC模块time2中断PWM模块time1中断初始化模块频率跟踪模块相位跟踪模块MPPT模块光伏并网发电模拟装置经 PID 环节，得到量调制比 M。在定时器 1 中断服务程序中更新调制值。达到最大功率点跟踪。流程图见图 32。中值滤波平均值滤波启动SEQ1转换序列YSEQ1_BSY=1？N调节调制比M返回返回图 31 ADC 模块流程图图 32 最大功率跟踪流程图3.2.5. 频率跟