第七章脉冲的产生与变换

1、(6-1)7.1 概述概述第七章第七章 脉冲的产生与整形脉冲的产生与整形7.2 施密特触发器施密特触发器7.3 单稳态触发器单稳态触发器7.4 多谐振荡器多谐振荡器7.5 555定时器及其应用定时器及其应用第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章(6-2)获取脉冲信号的方法：获取脉冲信号的方法： 1、直接法：由脉冲振荡器产生、直接法：由脉冲振荡器产生TTL与非门构成与非门构成CMOS多谐振荡器多谐振荡器石英晶体多谐振荡器石英晶体多谐振荡器基本多谐振荡器基本多谐振荡器RCRC环形多谐振荡环形多谐振荡器器2、变换法：用脉冲整形器进

2、行变换、变换法：用脉冲整形器进行变换单稳态触发器单稳态触发器 施密特触发器施密特触发器概述概述第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章(6-3) 脉冲周期脉冲周期T周期性重复的脉冲序列中，两周期性重复的脉冲序列中，两个相邻脉冲之间的时间间隔。有时也使用频率个相邻脉冲之间的时间间隔。有时也使用频率f=1/T表示单位时间内脉冲重复的次数。表示单位时间内脉冲重复的次数。 脉冲幅度脉冲幅度Vm 脉冲电压的最大变化幅度。脉冲电压的最大变化幅度。脉冲宽度脉冲宽度tw 从脉冲前沿达到从脉冲前沿达到0.5 Vm 起，到脉起，到脉冲后沿到达冲后

3、沿到达0.5 Vm 为止的一段时间。为止的一段时间。 上升时间上升时间tr 脉冲上升沿从脉冲上升沿从0.1 Vm 上升到上升到0.9 Vm 所需要的时间。所需要的时间。 下降时间下降时间tf 脉冲下降沿从脉冲下降沿从0.9 Vm下降到下降到0.1 Vm所需要的时间。所需要的时间。 占空比占空比q脉冲宽度与脉冲周期的比值，亦脉冲宽度与脉冲周期的比值，亦即即q= tw /T。 第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章(6-4)7.2 施密特触发器施密特触发器 施密特触发器施密特触发器(Schmitt Trigger)是脉冲是脉冲波

4、形变换中经常使用的一种电路。波形变换中经常使用的一种电路。特点：特点：1 输入信号从底电平上升的过程中，输入信号从底电平上升的过程中，电路状态转换时对应的输入电平，与输入信电路状态转换时对应的输入电平，与输入信号从高电平下降过程中对应的输入转换电平号从高电平下降过程中对应的输入转换电平不同。不同。 2 电路状态转换时，通过电路内部的电路状态转换时，通过电路内部的正反馈过程使输出电压波形的边沿变得很陡。正反馈过程使输出电压波形的边沿变得很陡。 第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章(6-5)7.2.1 用门电路组成的施密特触发

5、器用门电路组成的施密特触发器 将两级反相器串接起来，同时通过将两级反相器串接起来，同时通过分压电阻把输出端的电压反馈到输入端，分压电阻把输出端的电压反馈到输入端，就构成了如图所示的施密特触发器电路。就构成了如图所示的施密特触发器电路。R211V1R1V1V01G2G1V0V0电电 路路第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章(6-6)图图 形形 符符 号号1V1V01V1V0第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章(6-7)G1G2是是CMOS电路电路 , V

6、TH2 VDD, R11。这时只要这时只要G1和和G2的输入电压有极微小的扰动，就会被正的输入电压有极微小的扰动，就会被正反馈回路放大而引起振荡，因此图电路的静态将是不稳定反馈回路放大而引起振荡，因此图电路的静态将是不稳定的的 .第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章(6-44) v1 v0P1.02.03.000.5 1.0 1.5TTL反相器反相器的电压传输特性的电压传输特性VCCG1R1V1T1RF1V0计算计算TTL反相器反相器工作点的反相电工作点的反相电路静态路静态第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第

7、五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章(6-45) 为了使反相器静态时工作在放大状态，必须为了使反相器静态时工作在放大状态，必须给它们设置适当的偏置电压，它的数值应介于高、给它们设置适当的偏置电压，它的数值应介于高、低电平之间。这个偏置电压可以通过在反相器的低电平之间。这个偏置电压可以通过在反相器的输入端与输出端之间接入反馈电阻输入端与输出端之间接入反馈电阻RF来得到。来得到。 由图可知，如果忽略门电路的输出电阻，则由图可知，如果忽略门电路的输出电阻，则利用叠加定理可求出输入电压为利用叠加定理可求出输入电压为 : V1=RF1/R1+RF1(VCC-VBE)+R1/R1+R

8、F1V0 这就是从外电路求得的这就是从外电路求得的v0与与v1的关系。该式的关系。该式表明，表明，v0与与v1之间是线性关系，其斜率为之间是线性关系，其斜率为: V0/V1=R1+RF1/R1第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章(6-46)而且而且v0=0时与横轴相交在时与横轴相交在: V1=RF1/R1+RF1(VCC-VBE)的地方。这条直线与电压传输特性的交点就是反的地方。这条直线与电压传输特性的交点就是反相器的静态工作点。只要恰当地选取相器的静态工作点。只要恰当地选取RF1值，定能值，定能使静态工作点使静态工作点P

9、位于电压传输特性的转折区，如图位于电压传输特性的转折区，如图所示。计算结果表明，对于所示。计算结果表明，对于74系列的门电路而言，系列的门电路而言，RF1的阻值应取在的阻值应取在0.5k1.9 k之间之间.第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章(6-47) 下面具体分析一下图下面具体分析一下图6.4.1电路接通电源后的电路接通电源后的工作情况工作情况.VI1 VO1 VI2 VO2假定由于某种原因（例如电源波动或外界干扰）假定由于某种原因（例如电源波动或外界干扰）使使Vi1有微小的正跳变，则必然会引起如下的正反有微小的正跳变

10、，则必然会引起如下的正反馈过程馈过程RE1=R1RF2/R1+RF2VE1=VOH+R1RF2/R1+RF2(VCC-VOH-VBE)第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章(6-48)VCCR1VOH2RF2C1VOLVI2RE1VE1VI2C1VOL1VI1RF1VOH2VOL1C2RF1VOLVI1C2VOH第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章(6-49) 因为因为C1同时经同时经R1和和RF2两条支路充电，所以两条支路充电，所以充电速度较快，充电速

11、度较快，v12首先上升到首先上升到G2的阈值电压的阈值电压VTH，并引起如下的正反馈过程并引起如下的正反馈过程VI2 VO2 VI1 VO1 从上面的分析可以看出，第一个暂稳态的持从上面的分析可以看出，第一个暂稳态的持续时间续时间T1等于等于v12从从C1开始充电到上升至开始充电到上升至VTH的的时间。由于电路的对称性，总的振荡周期必然等时间。由于电路的对称性，总的振荡周期必然等于于T1的两倍。只要找出的两倍。只要找出C1充电的起始值、终了值充电的起始值、终了值和转换值，就可以代入式（和转换值，就可以代入式（6.3.1）求出）求出T1值了。值了。第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章

12、第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章(6-50) 考虑到考虑到TTL门电路输入端反向钳位二极管的门电路输入端反向钳位二极管的影响，在影响，在v12产生跳变时只能下跳至输入端负的钳产生跳变时只能下跳至输入端负的钳位电压位电压VIK，所以，所以C1充电的起始值为充电的起始值为v12（0）= VIK。假定假定VOL0，则，则C1上的电压上的电压vC1也就是也就是v12。于是得。于是得到到vC1（0）= VIK，vC1（）=VE1，转换电压即，转换电压即VTH，故得到，故得到 T1=RE1C1ln(VE1-VIE/VE1-VTH)在在RF1=RF2=RF、C1=C2=C的条件下

13、，上图电路的的条件下，上图电路的振荡周期为振荡周期为T=2T1=2RECln(VE-VIE/VE-VTH)第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章(6-51) 如果如果G1、G2为为74LS系列反相器，取系列反相器，取VOH=3.4V、VIK= -1V、 VTH=1.1V，在，在RFR的情况下式可的情况下式可近似地简化为近似地简化为T2R1Cln(VOH-VIK/VOH-VTH) 1.3RFC以供近似估算振荡周期时使用。以供近似估算振荡周期时使用。第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第

14、七章第八章第八章第九章第九章(6-52)7.4.2 非对称式多谐振荡器非对称式多谐振荡器11VI1G1G2CVo2RFRPVO1VI2非对称式多谐振荡器非对称式多谐振荡器第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章(6-53) 如果仔细研究一下对称式多谐振荡器电路如果仔细研究一下对称式多谐振荡器电路就不难发现，这个电路还能进一步简化。因为就不难发现，这个电路还能进一步简化。因为静态时静态时G1工作在电压传输特性的转折区，所以工作在电压传输特性的转折区，所以只要把它的输出电压直接接到只要把它的输出电压直接接到G2的输入端，的输入端，

15、G2即可得到一个介于高、低电平之间的静态偏置即可得到一个介于高、低电平之间的静态偏置电压，从而使电压，从而使G2的静态工作点也处于电压传输的静态工作点也处于电压传输特性的转折区上。因此，可以把特性的转折区上。因此，可以把C2和和RF2去掉。去掉。只要在反馈环路中保留电容只要在反馈环路中保留电容C2，电路就仍然没，电路就仍然没有稳定状态，而只能在两个暂稳态之间往复振有稳定状态，而只能在两个暂稳态之间往复振荡。这样就得到了上图所示的非对称式多谐振荡。这样就得到了上图所示的非对称式多谐振荡器电路荡器电路 .第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八

16、章第九章第九章(6-54) 首先必须保证静态时首先必须保证静态时G1和和G2工作在电压传输工作在电压传输特性的转折区，以获得较大的电压放大倍数。由特性的转折区，以获得较大的电压放大倍数。由图可见，因为在图可见，因为在G1的输入端与输出端之间跨接了的输入端与输出端之间跨接了电阻电阻RF，而，而CMOS门电路的输入电流在正常的输门电路的输入电流在正常的输入高、低电平范围内几乎等于零，所以入高、低电平范围内几乎等于零，所以RF上没有上没有压降，压降，G1必然工作在必然工作在VO1=V11的状态。的状态。 CMOS反相器组成的非对称式多谐振荡器工反相器组成的非对称式多谐振荡器工作原理。作原理。第一章第

17、一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章(6-55) 因此，表示因此，表示VO1=V11的直线与电压传输特的直线与电压传输特性的交点就是性的交点就是G1的静态工作点，如图所示。的静态工作点，如图所示。通常通常VTH=1/2VDD，这时静态工作点，这时静态工作点P刚好处刚好处在电压传输特性转折区的中点，在电压传输特性转折区的中点，即即VO1=V11=1/2VDD的地方。因为的地方。因为V01=V12，所，所以这时以这时G2的静态工作点也在电压传输特性的的静态工作点也在电压传输特性的中点。由于流过中点。由于流过RF的静态电流基本等于零，的

18、静态电流基本等于零，所以对所以对RF阻值的选择没有严格的限制。阻值的选择没有严格的限制。 第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章(6-56)V0VDD2/1VDD2/1VDD0VICMOS反相器静态工作点的确定反相器静态工作点的确定P第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章(6-57) 然而这种静态是不稳定的。假定由于某种原然而这种静态是不稳定的。假定由于某种原因使因使V11有极微小的正跳变发生，则必将引起如下有极微小的正跳变发生，则必将引起如下的正反馈过程

19、，使的正反馈过程，使V01迅速跳变成低电平而迅速跳变成低电平而V02迅速迅速跳变为高电平，电路进入第一个暂稳态。同时，跳变为高电平，电路进入第一个暂稳态。同时，电容电容C开始放电，放电的等效电路如图（开始放电，放电的等效电路如图（a）所示。）所示。其中的其中的RON（N）和和RON（P）分别表示分别表示N沟道沟道MOS管和管和P沟道沟道MOS管的导通内阻。管的导通内阻。V11V12V02第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章(6-58)V11V12V02 随着电容随着电容C的放电的放电V11逐渐下降，当降到逐渐下降，当降到V

20、11=VTH时，又有另一个正反馈过程发生，使时，又有另一个正反馈过程发生，使V01迅迅速跳变成高电平而速跳变成高电平而V02迅速跳变成低电平，电路进迅速跳变成低电平，电路进入第二个暂稳态，这时电容入第二个暂稳态，这时电容C开始充电，弃电的等开始充电，弃电的等效电路如图（效电路如图（b）所示。）所示。第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章(6-59)V11RF +RON(N)RFRFRON(P)VDDCRON(N)G1G2CV11RON(P)(a)第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第

21、七章第八章第八章第九章第九章(6-60)V11RF +RON(P)RFRFRON(P)VDDCRON(N)G1G2CV11RON(N)(b)第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章(6-61) 这个暂稳态同样也不能持久，随着电容这个暂稳态同样也不能持久，随着电容C的充的充电，电，V11不断升高，当升至不断升高，当升至V11=VTH时电路和又重新时电路和又重新转换为第一个暂稳态。因此，电路便不停地在两转换为第一个暂稳态。因此，电路便不停地在两个暂稳态之间振荡。个暂稳态之间振荡。假若假若G1输入端串接的保护电阻输入端串接的保护电阻

22、RP足够大，则足够大，则V11高高于于VDD+VDF或低于或低于VDD-VDF时时G1的输入电流可以忽的输入电流可以忽略为计。在略为计。在RF远大于远大于RON（N）和和RON（P）的条件下，的条件下，可以近似地求得图（可以近似地求得图（b）中电容）中电容C的充电时间的充电时间T1。 T1 RFCln【 VDD (VTH -VDD)/ VDD - VTH 】 RFCln3第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章(6-62) 同时，根据电路分析理论可知，在同时，根据电路分析理论可知，在RC电路充、电路充、放电过程中电阻两端的电压

23、从过渡过程开始到变放电过程中电阻两端的电压从过渡过程开始到变为某一数值为某一数值VTH所经过的时间可用下式计算，所经过的时间可用下式计算， t= RFCln【VR（）-VR（0）/VR（）- VTH 】由图可见，由图可见，V11从从VTH+VDD下降至下降至VTH的时间也就是的时间也就是电容电容C的就算电时间的就算电时间T2。T2RFCln【 0(VTH +VDD)/ 0 - VTH 】 RFCln3第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章(6-63)T=T1 +T2=2RFCln3 用用TTL反相器同样也能组成如图反相器同样

24、也能组成如图6.4.6所示的所示的非对称型多谐振荡器。但需注意的是在输入电压非对称型多谐振荡器。但需注意的是在输入电压低于低于VTH时反相器的输入电流不能忽略不计，所以时反相器的输入电流不能忽略不计，所以电容充、放电时的等效电路略显复杂一些，而且电容充、放电时的等效电路略显复杂一些，而且输出电压波形的占空比不等于输出电压波形的占空比不等于50%。振荡周期：振荡周期：第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章(6-64)7.4.3 环形振荡器环形振荡器 利用逻辑门电路的传输延迟时间，利用逻辑门电路的传输延迟时间，将奇数个与非门首尾

25、相接，就可以构将奇数个与非门首尾相接，就可以构成一个简单的环形振荡器成一个简单的环形振荡器:&321uo3uo2uo1第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章(6-65)&321uo3uo2uo1 设设 uo3 的初始状态为的初始状态为0:010101 用波形图来表示用波形图来表示,则为则为:0tuo3优点优点: 电路结构简单电路结构简单,所用元件少。所用元件少。缺点缺点: 频率太高频率太高,并且不可调整。并且不可调整。第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第

26、八章第九章第九章(6-66)123RRS100CAuo1uouo2为了克服频率太高为了克服频率太高,并且不可调整的并且不可调整的缺点缺点。在原电路的基础上添加在原电路的基础上添加RC延时电路延时电路 下面将结合它的工作波形说明其下面将结合它的工作波形说明其工作原理工作原理:第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章(6-67)0tuo0tuo20tuo10tuAUT123RRS100CAuo1uouo2假设：开始时假设：开始时uo=0电容上的电流，电容上的电流，uA下降下降uAuo2，电容，电容充电充电,uA上升。上升。只要只要

27、uAVR1、V12VR2时，比较时，比较C1的输出的输出VC1=0、比较器比较器C2的输出的输出VC2=1，基本，基本RS触发器被置触发器被置0，TD导通，同时导通，同时VO为低电平。为低电平。第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章(6-84) 当当V11VR2时，时，VC1=1、VC2=1，触，触发器的状态保持不变，因而发器的状态保持不变，因而TD和输出的状态也维和输出的状态也维持不变。持不变。 当当V11VR1、V12VR1、V122/3VCC2/3VCC2/3VCC1/3VCC1/3VCC1/3VCC1/3VCC低低不

28、变高高导通导通不变截止截止第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章(6-86)555功能：功能：“低置高复放低置高复放”电路特点：电路特点：U o的高、低电平状态完全取决于的高、低电平状态完全取决于U i电平的高低。电平的高低。7.5.2 由由555定时器接成的施密特触发器定时器接成的施密特触发器第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章(6-87)用途：用途：用于整形和限幅。用于整形和限幅。电压传输特性：电压传输特性：u u0 0=f(u=f(ui i) )第

29、一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章(6-88)当当u1较小时，为了能使较小时，为了能使u0改改变状态，可以加偏置电路：变状态，可以加偏置电路：第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章(6-89)7.5.3 由由555定时器接成的定时器接成的单稳态触发器单稳态触发器第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章(6-90)S SU U0 0线线圈圈接点接点红灯红灯白灯白灯未按未按0断断电电断开断开亮亮灭灭按一按一下下1通通电电闭合闭合灭灭亮亮例：例：洗相曝光电路洗相曝光电路第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第