基于分段预失真线性化技术的AB类功放仿真设计

1、基于分段预失真线性化技术的AB类功放设计1 AB类功放的设计指标22 仿真平台23 功放模块的设计与仿真33.1 AB类功率放大器仿真设计33.1.1 直流分析33.1.2 功放稳定性43.1.3 负载牵引LoadPull和源牵引SourcePull63.2 匹配网络设计113.2.1 输入匹配网络设计11输出匹配网络设计123.3 整体分析134 功率放大器的非线性154.1 输出特性分析154.2 线性化技术165 预失真模块的设计与仿真165.1 预失真原理165.2 预失真放大器的分段线性化17分段线性化背景175.2.2 原理及模型框图185.3 仿真模块简介185.4 仿真结果分析

2、196结论23近年来，在无线通信领域中，为在有限的频谱范围内容纳更多的通信信道，提高频带利用的有效性，需要采用利用率更高的线性调制方式，如QPSK、16QAM等。这些正交调制信号的包络不是恒定的，包络的起伏经功率放大器后，产生交调失真，从而使功率放大器的输出信号产生频谱再生。这就对发射通道提出了更高的线性要求，而发射信道的非线性主要由功率放大器造成的，因此追求更高的频谱利用率就必须保证发信通道和射频末级放大器工作在线性区，线性化技术正是顺应这一要求而产生的。射频功率放大器的线性化技术包括：负反应、前馈和预失真等，其中预失真技术具有本钱低、功耗小、电路结构简单的特点，特别适用于直放站等较低功率的

3、线性放大器。在预失真射频功率放大器中，放大器性能的好坏主要取决于预失真器的特性，好的预失真器可以大大提高功率放大器的线性度，更好地抑制频谱再生。本文分析的是CREE公司的CGH40010F芯片，工作频率在1000MHz，通过Agilent公司的ADS2021射频仿真软件设计了AB类功率放大器，然后采用分段线性化技术设计仿真了预失真电路。1 AB类功放的设计指标本设计功率放大器的技术指标如下：输出功率：32dBm输入功率：21dBm中心频率为1GHz功率附加效率PAE41%三阶交调谐波抑制：32dB偏置电压：，Vds=28V选用放大器：CGH40010F2 仿真平台ADSEDA软件全称为Adva

4、nced Design System是美国Agilent公司开发的用于电子自动化设计的软件；ADS功能十分强大，包含时域电路仿真SPICE-Like Simulation、频域电路仿真Harmonic Balanee、Linear Analysis、三维电磁仿真EM simulation、通信系统仿真Communication System Simulation和数字信号处理仿真设计DSP；支持射频和系统设计工程师开发所有类型的RF设计，从简单到复杂，从离散的射频/微波模块到用于通信和航天/国防的集成MMIC，是当今国内各大学和研究所使用最多的微波/射频电路和通信系统仿真软件。3 功放模块的设

5、计与仿真 AB类功率放大器仿真设计AB类放大器的偏置介于A类放大器与B类放大器之间。A类放大器在工作中可以对输入的信号全部线性化。但A类功放的缺点是,首先效率低,一般不大于25%,大量电能变成热能,在同功率情况下,电源供给常常比B类和AB类大得多。而且A类功放由于工作电流高,在同样输出功率时它的工作电源电压主要低得多,因此它的输出峰值电压就受到限制,它的输入电压也受到输出电压的放大器放大系数的限制。B类功放的优占是,效率很高,可到达75%以上,因此可以使用较小的功率管输出较大功率,另外推挽电路对抑制偶次谐波有作用,以减低非线性失真。AB类的效率远远大于A类放大器而略低于B类放大器。AB类放大器

6、的偏置可以使工作于推挽工作方式的两个晶体管的工作区间互有覆盖。这样,就可以对交越失真进控制，因此AB类是对A类和B类的一个改良型。AB类(甲乙类)放大器在输出低于某一电平时，两个输出器件皆导通，其状态工作于A类(甲类)；当电平增高时，两个器件将完全截止，而另一个器件将供 给更多的电流。这样在AB类(甲乙类)状态开始时，失真将会突然上升，其线性劣于A类(甲类)或B类(乙类)。所以需要进行线性化处理。3.1.1 直流分析所谓直流分析，就是研究MOS管的栅极偏置电压与漏极电流对于MOS管工作状态的影响，即静态工作点。当输入信号为零时，电路处于直流工作状态，这些直流电流、电压的数值在MOS管特性曲线上

7、表示为一个确定的点，设置静态工作点的目的就是要保证MOS管的工作状态。根据CREE公司提供的GaN HEMTs晶体管模型库，在ADS2021软件中加载CREE CGH40010F模型，并测试MOS管的直流特性曲线。如图1所示的DC电路模型:图1 DC仿真电路图其中V_DC表示直流电源，I_Probe表示电流表，设定扫描的参数分别为漏极电压VDS和栅极电压VGS，测量在不同的栅极偏置电压VGS-35V下，扫描漏极偏置电压VDS056V对应的漏极电流IDS，获得一组关于MOS管CGH40010F静态工作时的特性曲线，如图2所示：图2 DC仿真结果图工程中给出的模型指标如下：The Gate vol

8、tage is -3.0 Vg -1.5, with pinch off 2.9 Volts. Vd is valid from 28V to 48V。从图1负载曲线可以看出此放大器工作在AB类，下面是对AB类的进一步分析。固定VDC=28V，仿真随着VGS的变化IDS电流的变化，在m1点，VGS=的时，IDS=28uA；在m2点，的时候，。两点之间近似为线性的，所以中心点m3应该在附近，此时取，VDC=28V，IDS=200mA这时的静态偏置可以将CGH40010F功放管工作在AB类状态。3.1.2 功放稳定性射频放大器的稳定性问题非常重要，是保证设备平安可靠运行的必要条件。在现实应用中，通

9、常会存在信号源阻抗或负载阻抗与射频放大器网络不匹配的情况，产生反射，有时产生自激，损坏设备。所以分析射频放大器的稳定性有很重要的意义。在放大器设计中改善稳定性的措施通常是在输入或输出端参加有耗匹配网络，这通常是以牺牲增益为代价换取稳定性。但是，如果把有耗网络参加输出匹配网络中，功放的输出功率将会大大减小，这对于功率放大器来说是极不可取的，本设计中对功放稳定性测量电路图如图3所示，图3为测量CGH40010F功放的稳定性图3 测量CGH40010F功放稳定性电路图这个仿真图中ClassAB40010f模型内部结构如图4所示：图4 ClassAB40010f模型内部结构图在仿真中采用自制的Clas

10、sAB40010f模型，此时仿真输出功放的稳定图如图5所示：图5 仿真输出的功放稳定图从图5中可以看出，在180MHz6GHz之间后系统稳定系数大于1，是稳定的。这个的功放设计的工作中心频率为1GHz，在180MHz6GHz之间，在此区间是稳定的，下一步就是在稳定的频带范围内仿真。3.1.3 负载牵引LoadPull和源牵引SourcePull功率放大器的输出功率是最重要的指标之一。为了让有源器件输出功率到达最大，微波功率放大器一般工作在大信号状态下，表现出很强的非线性特性，产生了一系列的失真。传统的基于线性理论的小信号放大器设计方式已经不适用于微波功率放大器的设计。负载牵引(LoadPull

11、)是设计微波功放领域一种流行的设计方法，该方法可以在没有大信号S参数的情况下，通过不断变化负载阻抗(同时保证输入阻抗匹配)，找到可以让有源器件输出功率最大的输出阻抗，同理也可以找到有源器件输出效率最高的输出阻抗。在Smith圆图上将相同的功率增益对应的负载点连起来得到等增益圆，就能近似地反映待测电路所能够提供的最大输出效率和最大功率输出。源牵引(SouxeePull)与负载牵引(LoadPull)相似，通过可调的测量设备测量在不同输入阻抗条件下有源器件的输出功率和效率，以获得在最大输出功率时的输入阻抗与最高输出效率时的输入阻抗。负载牵引(LoadPull)设计许多年以来一直是射频(RF)和微波

12、功率放大电路设计的支柱方法。负载牵引(LoadPull)对于大功率功放设计是必需的，尤其是对于宽频带、高效率等要求较高的设计，但负载牵引(LoadPull)系统的搭建很复杂，要求高，造价昂贵。随着EDA技术的开展，利用有源器件的非线性模型，进行仿真负载牵引LoadPull)和源牵引(SourcePull)已成为功率放大器设计的新趋势。本设计中借助ADS软件提供的电路模型，构建负载牵引(LoadPull)和源牵引(SourcePull)网络，测量在最大输出效率和最大输出功率条件下，功率放大器的最正确输入阻抗与最正确输出阻抗。源牵引SourcePull和负载牵引Loadpull采用迭代的牵引思想。

13、设i表示牵引的次数，Zo,i表示第i次负载牵引Loadpull得出的最正确输出阻抗，ZI,i表示第i次源牵引Sourcepull得出的最正确输入阻抗。测量时将第i次负载牵引Loadpull得到的最正确输出阻抗Zo,i，带入到第i+1次源牵引Sourcepull中，得到第i+1次最正确输入阻抗ZI,i+1，再将ZI,i带入第i+1次负载牵引Loadpull中，求得第i+1次最正确输出阻抗Zo,i+1，如此反复屡次迭代屡次之后，就可以分别得到收敛的最大输出功率与最大输出效率对应的输入、输出阻抗值，如图12所示：Yesno将源阻抗带入负载牵引 将负载阻抗带入源牵引最大输出功率时输出阻抗最大输出效率时

14、输出阻抗源牵引最大输出功率时输出阻抗最大输出效率时输出阻抗是否收敛负载牵引最正确输入、输出阻抗图12 迭代牵引方法流程图负载牵引(LoadPull)与源牵引(SourcePull)的精度，与设定的范围以及取得点的数目有关，经过56次迭代牵引后，输入与输出阻抗开始出现收敛。图7所示的源牵引(SoureePull)局部与图8所示的负载牵引(LoadPull)局部，在Smith圆图上绘制两种曲线，粗曲线表示功率放大器的等效率圆，细曲线表示功率放大器的等功率圆，其中PAE_step表示等效率圆之间的效率间隔，Pdel_step表示等功率圆的功率间隔，NumPAE_line表示绘制的等效率圆的个数，Nu

15、mPdel _line表示绘制的等功率圆的个数。设计中先进行负载牵引得出最正确输出阻抗，然后将最正确阻抗带入源牵引仿真电路中，找到最正确源牵引输入阻抗。源牵引(SourcePull)电路和负载牵引(LoadPull)的仿真电路分别如图6和图8所示。源牵引(SourcePull)电路与负载牵引(LoadPull)电路共分为两个局部可调源与可调负载，其中可调源用于推动待测电路，提供功率放大器所需要的功率增益，通过可调负载来测量在该增益条件下的输出功率与输出效率图10与图11中， Zlp_Eqn表示源牵引(sourcePull)中的源可调负载；S1P_Eqn表示负载牵引(LoadPull)中的可调负

16、载。设置平均输入功率为24dBm，工作频率为1GHz，漏极偏置电压为28V，栅极偏置电压为。对于源牵引SourcePull)设置S11的扫描中心S11_center=-0.5+j*0.0，扫描半径S11_rho=0.7，扫描的点数为200个，特性阻抗为50。对于负载牵引(LoadPull)设置S11的扫描中心S11_center=-0.2，扫描半径S11_rho=0.3，扫描的点数为100个，特性阻抗为50。当设置为其他参数时，在后面的仿真过程中会出现错误。图6 源牵引电路图图7 源牵引输出结果从第一次源牵引结果可以看出，输出的最大效率为55.1%，输出的最大功率为43.09dBm，在本设计中

17、采用功率最大，故取功率最大时的阻抗带入下一步的负载牵引。图8 负载牵引电路图图9 负载牵引输出结果图负载牵引的目的是为了使功率输出最大，通过反复迭代，最后得的源牵引和负载牵引的最终结果如图10和图11所示，反复得到的结果填入了表1。图10 源牵引最终结果图图11 负载牵引最终结果图表1 反复迭代次数及阻抗数据源牵引得功率最大的阻抗负载牵引得功率最大的阻抗116.982+j*22330.346+j*3通过表1的数据，可以得出，当源端和负载端的阻抗分别为和时，可以得到这个功放的输出功率为最大，故在其源端采用与50的阻抗匹配输入电路和在负载端采用与50的阻抗匹配输出电路。3.2 匹配网络设计放大器设

18、计中，输入和输出匹配网络通常是用来防止有源器件(MOS管)与源、负载终端(约为50Ohm)在基波频率处的失配。理论上要求匹配网络应能在任何频率上完全吸收从有源器件反射回来的信号，但实际上由于匹配网络的带宽有限，通常设计等同于基波信号的带宽，故只能吸收此带宽内的反射信号，其它频率信号必然会反射到源/负载端。.1 输入匹配网络设计对于输入匹配网络，滤波的作用要远大于构建匹配网络。为了设计一款具有良好性能的AB类功率放大器，输入匹配网络是相当重要的，其首要作用就是滤除干扰信号，减小干扰信号对于功率放大器性能的影响；其次，完成从50欧姆到输入阻抗的匹配，减小输入反射，提高输出功率和效率。因此在设计中为

19、实现上述目的，将输入匹配网络构建成为一个带通滤波器。根据源牵引(SourcePull)测得最正确输入阻抗为，采用共轭匹配的形式，实现功率放大器的最大功率输出。由于本设计是在特定的频率条件下，在设计阻抗匹配时同时可以设计成带通滤波器的形式，以减少噪声对有用信号的影响，因此采用了以下的电路形式进行阻抗匹配。在SmithChart圆图上进行输入阻抗匹配如图13所示：图13 输入匹配网络设计图通过Smith Chart分析得出的源端匹配电路图如下列图14所示图14 源端匹配电路图.2输出匹配网络设计在输出匹配过程中，完成从负载阻抗50ohm到输出阻抗的匹配，根据源牵引(SourcePull)测得最正确

20、输入阻抗为，采用共轭匹配的形式，实现功率放大器的最大功率输出。在SmithChart圆图上进行输出阻抗匹配如图15所示：图15 输出阻抗匹配设计图通过Smith Chart分析得出的负载匹配电路图如图16所示：图16 负载端匹配电路图 整体分析此时电路的输入和输出端都已经匹配，将两端都匹配的电路进行整体分析是设计的最终目的，整体分析的仿真电路如图17所示：图17整体分析仿真电路图图18 仿真输出结果图当中心频率为1GHz时，从图中可以得出S参数S(1,1)、S(2,2)和S(2,1)，从上面的参数可以看出可以满足功放的要求，但是S(1,1)比拟大，还有待改良。输入功率Pin=24dbm时，输出

21、的谐波如图19所示：图19 仿真输出谐波图从图19中可以看出，对三阶交调的抑制在15dBm以上。最终的电路连接如图20所示：图20 最终电路图此时基于CGH40010F的AB类功率放大器设计完成了，接下来利用功率放大器进行分段线性化预失真的仿真分析。4 功率放大器的非线性 输出特性分析当放大器工作在非线性区内时，不考虑放大器的记忆效应，其非线性可用无穷项幂级数来描述： 1其中，Vin 为放大器的输入信号，Vout是其输出信号。假设输入为等幅双音信号：那么非线性放大器的输出可以表示为： 2由于高阶系数随阶次的增加而迅速减小，故可忽略不计；频率为，等分量落在带外，将被带通滤波器滤除，故可不予考虑。

22、而频率为 ， (三阶交调分量)， (五阶交调分量)将落在通带内，不会被带通滤波器滤除，故为放大器产生的主要的非线性分量。因为三阶交调对功放的影响最大，此处仅对三阶交调分量进行讨论，由此可将式(2)化简为 ： 3式中第一项为哪一项直流分量；第二项显然是与输入信号成线性关系的有用信号；第三项为三阶交调分量，即为非线性失真的产物。 线性化技术当前功率放大器的线性化技术目前应用最多的是前馈、负反应和预失真3种技术。他们结构不同、各具特色。前馈型具有性能指标高、线性化效果好、有效带宽大等优点，但由于存在对幅度和相位变化灵敏度过高的问题，使得系统的线性化效果会随着温度、电压和功率等因素的变化而变化。反应型

23、采用了传统的负反应放大器原理，具有结构简单、方式多样、本钱低廉等优点，但其对线性度改善效果一般，且不适合工作于宽带系统。相对于前两种线性化技术，预失真技术具有电路结构简单、工作绝对稳定等优点，可适用于宽带系统，故是一种具有应用前景的线性化技术。5 预失真模块的设计与仿真5.1 预失真原理预失真技术是在非线性放大器前参加一个辅助失真模块，产生辅助失真，使辅助失真和放大器的非线性失真相互抵消，以获得线性输出如图21所示。输出输入预失真器功放图21 预失真原理图通过设计适当的预失真器，使输入信号 Vi 经过预失真器后的失真信号 Vd 再输入功率放大器，使输出为线性输出。预失真器的设计需要功率放大器的

24、非线性特性参数，预失真技术的主要工作就是通过一定算法直接或者间接地获取放大器的非线性特性方法，然后利用所得的放大器参数对放大器的输入信号进行预失真处理，补偿放大器的非线性失真使输出为线性输出，如图22所示：+=图22 预失真原理图预失真可以在数字域基带实现，也可以在模拟域基带、中频、射频实现。5.2 预失真放大器的分段线性化分段线性化背景在采用恒包络调制方法的系统中，放大器总是工作在饱和点附近，不需要对信号进行功率回退。在采用线性调制方法QPSK、4QPSK、QAM等的系统中，虽然信号包络不是恒定的，但是其峰均比不是很高，所以只要对放大器做了线性化处理，可以在很小的功率回退情况下，就能到达很好

25、的效果。但是在像OFDM系统中，由于OFDM信号的峰均比值非常高，远大于其它信号，载波数越多，峰均比值越高，因此即使是对放大器做了很完美的线性化处理，由于放大器动态范围不够，在不进行功率回退或者只进行很小的功率回退的情况下，性能很难到达要求。在OFDM系统中假设采用功率回退，功率回退值是比拟大的，这对输入功率是一种严重的浪费。要想不进行功率回退或只进行很小的功率回退。只能采用动态范围更大的放大器。但是就像上一节结尾提到的大动态范围的放大器造价昂贵又难以实现，需要寻找其它替代方法。5. 原理及模型框图面对这样的问题，本文采用了分段线性化的方法。它的根本思想是：在不进行功率回退或者只进行很小的功率

26、回退的情况下，将需要放大的信号进行切割，也就是分段，每一段由一个小动态范围的放大器来放大，最后将各放大器的输出信号合成在一起。同时对每个小动态范围放大器进行相应的预失真处理。如果分段线性化技术可行，那么就可以用多个小动态范围放大器联合起来代替一个大动态范围放大器，这样就解决了大动态范围放大器造价昂贵又难以实现，下面仅讨论两个放大管联合使用的情况。其原理框图如下图：功放耦合器延时复杂增益调节器功分器合成器包络检波Work function功放复杂相关器图23 预失真原理框图5.3 仿真模块简介1自适应预失真系统，一般采用的如下两种自适应方法：一种是基于功率最小化的自适应方法;一种是基于梯度信号算

27、法的自适应方法。前者的控制方式是最小化功率放大器输出的带外频率中的误差信号。一旦优化到最正确，再输入外来的干扰，必须重新调整参数进行，以此控制IMD到达最正确。后者的控制方式是通过持续计算估计三维的功率外表梯度。射频预失真电路的功率外表梯度用输入信号与输出信号之差来表示，当错误信号完全消失时，功率就到达最优化。梯度算法是不断的计算，不需要刻意的调整。本文使用的是第二种自适应算法。2Work function模块，Work function模块可以采用不同的数学形式表示，最简单的实现方式是多项式表示。因此多项式系数的调整，以用来建立功率放大器的逆的，非线性的功放输入信号。3复杂增益调节器，控制输入信号的相位和幅度以调整失真信号。该预失真器包括一个复杂的增益调节器，它控制输入信号的相位和幅度。两个非线性work function模块控制增益调节器，从而调制功率放大器的AM / AM和AM / PM非线性特性。一旦优化，增益调节器提供给功率放大器复杂的非线性特性。其原理图如图24所示：图24 预失真整体电路图 仿真结果分析输入信号为24dBm，中心频率为1GHz，。1不加预失真输入13dbm