跨导运算放大器及其Spice电路模型的构建

1、202.1 CMOS模拟集成电路基本单元2.1.1 MOS场效应管的基本结构绝缘栅场效应管又叫作 MOS场效应管，意为金属-氧化物-半导体场效应管。图2.1 为MOS场效应管的结构和电路符号。图中的 N型硅衬底是杂质浓度低的 N型硅薄片。 在它上面再制作两个相距很近的 P区，分别引为漏极和源极，而由金属铝构成的栅极则 是通过二氧化硅绝缘层与 N型衬底及P型区隔离。这也是绝缘栅MOS场效应管名称的 由来。因为栅极与其它电极隔离，所以栅极是利用感应电荷的多少来改变导电沟道去控 制漏源电流的。MOS场效应管的导电沟道由半导体表面场效应形成。栅极加有负电压，而N型衬底加有正电压。由于铝栅极和 N型衬底

2、间电场的作用，使绝缘层下面的 N型 衬底表面的电子被排斥，而带正电的空穴被吸引到表面上来。于是在 N型衬底的表面 薄层形成空穴型号的P型层，称为反型层，它把漏源两极的P区连接起来，构成漏源问 的导电沟道。沟道的宽窄由电场强弱控制。MOS场效应管的栅极与源极绝缘，基本不存在栅极电流，输入电阻非常高。20，21图2.1 MOS场效应管的结构和电路符号Fig.2.1 Structure and circuit symbol that MOS Field-Effect Transistor场效应管有P型和N型之分。这里的P型或N型，指的是导电沟道是 P型还是N 型，即导电沟道中是空穴导电还是电子导电。

3、因为场效应管中只有一种载流子参加导电， 所以又常称为 单极型晶体管”。P型沟道和N型沟道的MOS场效应管又各分为 耗尽型”衬底（C）和 增强型”两种。耗尽型指栅极电压为零时，就存在导电沟道，漏源中间有一定电流 增强型MOS场效应管，则只有在栅极电压大于零的情况下，才存在导电沟道。2.1.2 MOS场效应管的模型化MOS管的大信号（直流）特性可以用它的电流方程来描述。 以N沟道增强型MOS管为例，特性曲线和电流方程如图 2.2所示Fig.2.2 Characteristic property curve and electric current equation如果栅源偏置电压Vgs大于MOS管

4、的阈值电压Vt ,则在P型衬底的表面由于静电感应会产生大量的电子，形成导电沟道。当漏区相对于源区加一正电压Vds时，在器件内部的沟道中就会产生电流Id oMOS管的工作状态可分为三个区，即电阻区(线性区)、饱和区和截止区。(1)截止区：Vgs<Vto此时不能产生导电沟道，漏极电流 Id=0。(2)电阻区：Vgs>Vt且 Vds<Vgs Vt。, K'Wr2,、I d2(Vgs Vt )Vds -Vds (2.1)2L其中，W是沟道宽度，L是沟道长度，Vt阈值电压，K' = NC0称为跨导参数，N是载流子的沟道迁移率，Co是单位电容的栅电容。(3)饱和区：Vgs

5、>Vt且Vds>Vgs Vt。临界饱和条件为 VDS=VGS-VT,临界饱和 时的漏极电流为：K 'W2Id =-(Vgs-Vt)2(2.2)2L在饱和区，Vds增大时，Id几乎不变，所以上式也是饱和区的漏极电流一般公式。 当考虑到沟道长度调变效应之后，饱和区的MOS管漏极电流为：Id =W(Vgs-Vt)2(1Vds)(2.3)其中，入为沟道长度调制系数，对于长度为 L的MOS管，其大信号特性可近似认 为人是常数，并只取决于生产工艺，而与Id无关。22,23MOS场效应管的小信号模型输入信号的幅度与电源电压相比较一般很小， 它在直流偏置工作点附近变化时， 可 以近似认为器

6、件工作在线性区间。 大信号特性可以确定器件的直流工作点， 小信号特性 可以用来设计器件和电路的性能。MOS管的小信号模型可以直接由直流模型得出。在大多数应用中， MOS管被偏置 在饱和区工作，考虑到栅源、栅漏及漏源之间的寄生电容， MOS管的饱和区小信号模 型如图2.3所示。gm-I D-VGS(2.4)式中，gm为跨导，表征输入电压对输出电流的控制能力对于在饱和区工作的模型参数，应用式 2.2和2.4得：(2.5)/2K'W ,gm = i'； 1 D其中，Id是漏极的直流电流图2.3小信号模型Fig.2.3 Small signal model当电路在低频工作时可以不考虑这

7、些寄生电容的影响，此时的小信号等效电路如图2.4所示。图2.4不考虑电容影响的小信号等效电路't consider capacitance affectsFig.2.4 Small signal equivalent circuit that do2.1.3 CMOS电流镜在传统的电压模式运算放大器电流镜是模拟集成电路中普遍存在的一种标准部件, 设计中，电流镜用来产生偏置电流和作为有源负载。基本CMOS电流镜（a）基本NMOS电流镜（b）基本PMOS电流镜图2.5 基本CMOS电流镜Fig.2.5 Fundamental CMOS electric current mirror基本CM

8、OS电流镜如图2.5所示，其中图（a）为NMOS电流镜，图（b）为PMOS电流 镜。在图（a）中，Mi的栅源短接，Vdsi>Vgs - Vti ,所以Mi总工作于饱和区。只要 Vds2>Vdsi-Vt2, M2也工作于饱和区，漏极的交流输出电阻很高，这是图 （a）作为电流镜 的必要条件。在这个条件下，由式 2.3,有：K2'W22Io=U2(VgS2 -Vt2)2(12VDS2)2L2(2.6)1 R 二(VGS1 -VT1) (11VDS1)2L1(2.7)如果Ml与M2完全匹配，有K1.'=K2', Vti=Vt2,九=加二入，则:Io _W2“1Vds

9、2)Ir -wL2(1Vdsi)(2.8)对于基本CMOS电流镜，由于沟道长度调制效应的影响，当MOS管的漏源电压不等时，会引起电流镜电流跟随误差。但由于CMOS级联电流镜入很小，所以误差也很小(a)NMOS级联电流镜VDD(b)PMOS级联电流镜图2.6 CMOS级联电流镜Fig.2.6 CMOS level unites the voltaic mirror图2.6为级联电流镜电路图。图中Mi与M3级联，M2与M4级联。图2.6为NMOS 级联电流镜，图2.6(b)为PMOS级联电流镜。在图 2.6 中,有 Io=Id2, Ir=Idi , Vgsi=Vgs2,由式 2.3得：(2.9)七

10、 七'也，(12VDS2)匚 一 Ki'W1L2(1Vdsi)因为Mi与M3级联，Idi=Id3,又Vdsi=Vgsi, Vds3=Vgs3,那么当M1与M3的工艺 参数相同时，由饱和区漏极电流表达式可知：Vgsi = Vgs3。M2与M4级联，有Id2=Id4,由饱和区漏极电流表达式可知：Vgs2= Vgs4。对于 VdSI、VdS2,有 VdS1=VgS1, VdS2 = VgS3 VGS4+VGS1 ,又 VgS1 = VgS2,可 得:VdS1=VdS2 。如果Mi、M2的工艺参数相等，那么可得:(2.10)IoW2L1Ir -WiL2W2 二 WL2L1时，有:(2.

11、11)由于级联电流镜的漏源电压基本相等，其电流跟随特性较好，跟随精度较高。2.1.4基本源耦差分对电路的跨导分析源耦合差分放大器在模拟集成电路中有着广泛的应用，如集成运放的输入级均采用 差分放大器的电路结构24。这是因为差分放大器只对差分信号进行放大， 而对共模信号 可进行抑制，有很强的抗干扰能力，并具有漂移小、级与级间很容易直接耦合等优点。如图2.7所示为一个基本的MOS源耦合差分对管电路。图中的 M1、M2是完全对 称的，具工作电流（IDI、ID2）由电流源Iss提供。输出电流ID1、ID2的大小依赖于输入 电压的差值（Vi1-Vi2），但ID1和ID2之和恒等于电流源Iss,在M1和M2

12、的漏极分别接 上电阻负载或MOS管有源负载，即构成差分放大器，由电流输出转换成电压输出，实 现电压放大。ID1ID2.IE M1 M2 3.Vi1Vi2Q1ssV-图2.7基本源耦合差分放大器电路Fig.2.7 Fundamental source coupling differences amplifiers circuitMOS管M1和M2满足理想对称条件，具体效应和沟道长度调制效应均可忽略, 并且始终工作在饱和区，则根据 MOS管在饱和区的电流方程式有：(2.12)(2.13)(2.14)(2.15)Idi =K (Vgsi -Vt)2-、2I D2 = K “GS2 - Vt )式中,

13、差模输入电压为：Vid =VgS1 -VgS2K'W2L又： I D1 I D2 = I SS则联立可得:VidD1SS2从而得到源耦合差分对的输出电流为:I O = I D1 - I D2 = . 2K I SS Vid 1Vid,2ISS跨导:2. 2K ISS(1-K)I SS1 _ K Vid2；2 I ss(2.16)(2.17)(2.18)(2.19)上式表明，CMOS源耦差分放大器的跨导与Iss的平方根成正比，同时也与 K的平方根成正比，可通过调节偏置电流或差分对管沟道宽长比W/L来调节跨导的数值。2.2 MOS-OTA基本电路模型及工作原理跨导运算放大器，简称 OTA

14、(Operational Transconductance Amplifier),是一种电压 输入、电流输出的电子放大器，可分为双极型和MOS型两种，它们的功能在本质上是相同的，都是线性电压控制电流源。但是，由于集成工艺和电路设计的不同，产生它们 在性能上的一些不同，相对双极型跨导运算放大器而言，CMOS跨导运算放大器的增益 值较低，增益可调范围较小，但它的输入阻抗高、功耗低，易与其他电路结合实现CMOS 集成系统。2.2.1 OTA的基本概念OTA的电路符号如图2.8所示。-”号代表反相输入端，”十号代表同相输入端。IO 是输出电流，Iabc是用于调节OTA跨导的外部控制电流。VpIo图2.

15、8 OTA的电路符号Fig.2.8 The OTA circuit symbol理想OTA的传输特性是：Io =gmVid =gm(Vp -Vn)(2.20)其中，Vid是差模电压，Vp、Vn分别是同相端与反相端电压。gm是跨导，它是外部 控制电流labc的函数。理想OTA的输入和输出阻抗都是无穷大。2.2.2 CMOS-OTA基本电路模型及工作原理CMOS跨导运算放大器作为一种通用电路单元，在模拟信号处理领域得到广泛应 用。CMOS电路的输入阻抗高，级间连接容易，又特别适用于大规模集成，因而CMOS OTA在集成电路，特别是在集成系统中的位置远比双极型OTA重要。CMOS OTA的结构框图如

16、图2.9所示24:图2.9 CMOS跨导运放结构框图Fig.2.9 Structure diagram of CMOS OTA由图2.9可知，CMOS OTA的结构由差动式跨导输入级和 M1M4四个电流镜组成。差动式输入级将输入电压信号变换为电流信号，完成跨导型增益作用；电流镜 M1M3 将双端输出的电流变换为单端输出电流；电流镜M4将外加偏置电流Ib传输到输入级作 尾电流，并控制放大器的增益值。在上述四个电流镜中， M1、M2为P沟道，M3、M4 为N沟道。(2.21)输出电流Io由下列方程式给出：Io =m2l2 -m1m3l1式中，mm2、m3分别为三个电流镜 M1、M2、M3的电流传输

17、比，如果取(2.22)mim3=m2=m,则输出电流IO为:I O - m(I 2 - I1 )若差动式跨导输入级的增益用 gm表示，则跨导运算放大器的输出电流与输入电压关系式为:(2.23)(2.24)Io =mgm(VI . -VI_) =Gm(VI . -VI JGm -mgm式中，Gm是跨导运算放大器增益。在CMOS跨导运算放大器的电路结构中，差动式跨导输入级是结构的核心部分， 也是传输特性非线性误差的主要来源， 对跨导运放的性能改善，主要是改善跨导输入级 的线性范围和线性程度。如果跨导运算放大器的增益不是由电流控制， 而是由电压控制， 即可删去图2.9中的电流镜M4,并在相应位置加入

18、电压控制信号。由图2.9结构图看出，CMOS跨导运算放大器包含的基本电路是差动式跨导输入级 和电流镜。在跨导输入级中，有基本型源耦差分电路和各种改进型电路，在电流镜电路中，主要有基本电流镜、威尔逊电流镜和共源 -共栅电流镜。2.3 CMOS跨导运算放大器Spice建模及其测试2.3.1 Spice 概述Spice是由美国加利福尼亚大学伯克利分校在1972年完成的通用电路分析程序。Spice 是这个程序(Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis) 的缩写。由于 Spice采用完全开放的政策以及它的强大的功能，自问世以来，在全世界的电工

19、、电子 工程界得到了广泛的应用，围绕它的改进工作一直不断的进行，版本不断更新， 其中以 1981年的Spice 2G版本最为流行，并于1988年被定为美国国家工业标准。1984年， 美国Microsim 公司推出白基于 Spice程序的个人计算机( PC机)版本 PSpice (Personal-Spice,使Spice的版本不仅可以在大型计算机上运行，而且也可以在PC机上运行了。此后各种版本的 PSpice不断问世。PSpice是电子电路计算机辅助分析设计中的电子电路模拟软件。它主要用在所设计的电路硬件实现之前，先对电路进行模拟分析，就如同对所设计的电路进行搭试，然后用各种仪器来进行调整和测

20、试一样，这些工作完全由计算机来完成。用户根据要求来设 置不同的参数，计算机就像扫频仪一样，分析电路的频率响应，能像示波器一样，测试 电路的瞬态响应，还可以对电路进行交直流分析、噪声分析、Monte Carlo统计分析、最坏情况分析等，使用户的设计达到最优。用计算机仿真有如下优点：（1）为电路设计人员节省了大量的时间；（2）节省了各种仪器设备；（3）生产产品一致性好、可靠性高； （4）产品的更新率高、新产品投放市场快等25,26。2.3.2 基本CMOS跨导运算放大器电路基本CMOS OTA的电路图如图2.10所示。图2.10 CMOS跨导运算放大器电路图CMOS OTA circuit dia

21、gram差分对管M1、M2和电流镜M3、M4组成跨导输入级，其输入是电压，输出是电 流，跨导由外控电流Iabc控制。M9和M10组成电流镜，把 M2的电流镜像地映射到输出端。M5M8组成两个电流镜，把 M1的电流镜像地映射到输出端。输出电流等于M1和M2的漏极电流之差2.3.3 Spice建模与测试利用Spice软件对图2.10所示COMS OTA的跨导特性进行仿真分析，取VDD=12V ,VSS=-12V， RL=10K 。具体仿真网单文件如下：COMS_OTA_1VIP 1 0 20MVIN 2 0 -20MVDD 4 0 12VSS 5 0 -12Iabc 0 9RL 10 0 10KM

22、1 7 2 3 3 MOD1 W=6U L=24UM2 6 1 3 3 MOD1 W=6U L=24U.MODEL MOD1 NMOS LEVEL=2M3 9 9 5 5 MOD2 W=28U L=10UM4 3 9 5 5 MOD2 W=28U L=10U.MODEL MOD2 NMOS LEVEL=2M5 7 7 4 4 MOD3 W=320U L=6UM6 8 7 4 4 MOD3 W=320U L=6U.MODEL MOD3 PMOS LEVEL=2M7 8 8 5 5 MOD4 W=20U L=10UM8 10 8 5 5 MOD4 W=20U L=10U.MODEL MOD4 NM

23、OS LEVEL=2M9 6 6 4 4 MOD5 W=68U L=6UM10 10 6 4 4 MOD5 W=68U L=6U.MODEL MOD5 PMOS LEVEL=2.OP.DC Iabc 100U 300U 1U.PROBE.END当增益控制电流Iabc的变化范围为100uA到300uA时，仿真结果如图2.11(a)所示 在此区间段内，跨导曲线线性度较差。(a)工(b)图2.11 跨导曲线Transconductance curve取输入电压幅值分别为6V、4V、2V、1V,进行多组跨导曲线的仿真。仿真结果如图2.12所示。经观察，当电压幅值为6V时，跨导的线性度最高。当电 压幅值

24、取值为4V、2V、1V时，所对应的跨导特性曲线线性度逐渐变差。sn-a图2.12 多组跨导曲线Multiunit transconductance curve观察输入电压与输出电流之间的关系，取外部控制电流Iabc分别为10uA、20uA、50uA时，所得直流传输特性曲线如下图 2.13所示，截取/&入电压为-1V1V范围进行观察，对于不同的外部控制电流，跨导均呈线性。并且控制电流Iabc越大，跨导越大 « T I OKLiVTP图2.13直流传输特性曲线Direct-current transfers characteristic property curve取 RL=10

25、K, Iabc=200U, VIP= SIN(0 AMP 5K 0 0 180 ) , VIN=SIN(0 AMP 5K ), 输入电压幅值动态变化，设置变化范围为 1.5V到4.5V,步长为1.5V,进行输出电压瞬 态分析。仿真结果如图2.14所示。经观察，输入电压幅值为1.5V、3V、4.5V时，输出电压 波形均无明显失真。5 Qua10白口1 口口9白白图2.14输入电压幅值动态变化时的输出电压瞬态分析Output voltage transient analysis when entering voltage amplitude changes取输入电压为固定值， VIP=SIN(0

26、2 5K 0 0 180), VIN=SIN(0 2 5K ), Iabc=200uA, 负载RL动态变化，设置变化范围为 40K到100K,步长为20K,进行输出电压瞬态分 桁Tiw图2.15输出电阻动态变化时的输出电压瞬态分析Output voltage transient analysis when output resistance changes幅频特性和相频特性取 VIP=-VIN=20M , VDD=12V, VSS=-12V, RL=10K,增益控制电流 Iabc=200uA。 进行幅频特性、相频特性分析。幅频特性仿真结果如图2.16所示。观察仿真结果，能够发现，该 CMOS-

27、OTA电路的上限截止频率能够达到约 50MHz图2.16幅频特性Amplitude-frequency characteristic相频特性仿真结果如图2.17所示freqvuencF图2.17相频特性Phase -frequency characteristic2.4大线性范围的宽带CMOS-OTA电路模型及其仿真2.4.1 MOS管组合线性单元K. Bult提出了一种二管组合线性单元，如图 2.18(a所示。+VC(a)二管单元(b)三管单元图2.18组合线性单元Composite linear cell(CLC)图中M1与M2有相同的K及Vt值，栅源电压Va和Vb之和保持为常数Vc。Vc

28、 =Va Vb(2.25)根据MOS管在饱和区的电流方程式，可以写出：2Ii =K(Va -Vt)2(2.26)I2 : K(Vb M)2(2.27)K'W其中，K =2L由式2.262.27,可以解出两管电流之差为12 Ii =K(Vc -2Vt)(Vb -Va)(2.28)式2.28表明，在Vc是常数条件下，二管电流之差与(Vb -Va)成线性关系，由于Vb -Va =2Vb -Vc =V - 2Va(2.29)因此，在Vc保持常数条件下，二管电流之差同样与 Vb或Va成线性关系。利用图2.18(a)的二管单元，可以构成三管线性V-I变换单元，如图2.18(b)所示。图 中M1、M

29、2组成上述二管单元，新增加的 M3与M2参数相等，M3电流由VN调节， M3与M2串联，其栅源电压相等，即 Vb=Vn。由式2.28和2.29可以写出：l2 - Ii =K(Vc -2Vt)(2Vn -Vc)(2.30)式2.30表明，M1与M2二管电流之差与Vn成线性关系。因此，图2.18 (b)是一种线性V-I变换单元，为使CMOS管开启并工作在饱和区，Vn与Vc的数值应分别满足:Vt二 VnVcVt<2Vc 2Vt(2.31)(2.32)在图2.18(b)中，虽然实现了线性V-I变换，但尚不能作为跨导型运算放大器，因为 其输入信号不能浮地，信号的直流电平直接影响电路的偏置。跨导型运

30、放结构应能满足 下列基本要求：对单浮地输入信号作正常放大；对双共地输入信号作差动放大 ，且有共 模抑制能力；双端输入、单端输出；独立偏置且不受信号大小影响。采用图2.18(b)三管线性单元，设计一种新型的跨导运放，基本结构如图 2.19(a)所 示。(a)基本结构(b)改进结构图2.19基于组合单元的跨导运放结构OTA structure based on CLC该结构的主要特征是：M1、M2、M3与M4、M5、M6分别组成三管线性V-I变换单 元，形成左右对称结构。M1、M2与M4、M5的输出电流先作交叉叠加，后取差值输出。 M3、M6组成基本源耦差分对，并用恒定尾电流偏置，提高共模抑制能力

31、。分析图2.19(a)电路的电流-电压传输特性，该电路中的MOS管均具有相同的K、Vt值, 可以写出下列方程：Ia = I 2 I 4(2.33)Ib=I5 I1(2.34)取Ia与Ib之差作输出电流Io,即：Io - Ia -Ib =(I2 I1) (I5 I4)(2.35)VID是差模输入电压，对M3、M6形成大小相等，极性相反的栅源信号电压，即：1.,VGS3 - VGS6 = VID(2.36)2联立上述公式，可得：Io = Ia Ib =2K(VC -VSS -2Vt)Vid(2.37)结果表明，输出电流与差模输入电压成线性关系，增益gm可以由VC加以调节。在图2.19(b)中，增加

32、P沟道MOS管M7、M8及可控电压 VC2。M1与M7、M4 与M8分别构成CMOS对管，其等效栅源电压由 VC1和VC2之差决定，由于VC2仅 与M7、M8的栅极相连，不提供电流，稳定性好，提高了 gm的压控调节精度。CMOS高线性度压控跨导运算放大器电路如图 2.20所示27。在电路中，M1、M2、M3与M4、M5、M6分别组成三极管 V-I变换单元，形成左 右对称结构。M1、M2与M4、M5的输出电流先作交叉叠加，后取差值输出。 M3、M6 组成基本源耦差分对，并用恒定尾电流偏置，提高共模抑制能力。M1与M7、M4与M8分别构成CMOS对管，其等效栅-源电压由VC1与VC2之差决定。VC

33、2仅与M7、 M8相连，不提供电流，稳定性好，提高了 gm的压控调节精度。M9M18组成三个电 流镜，M19M20组成基本电流镜，传送偏置尾电流，M21M24组成电压偏置电路，所有晶体管的衬底与源极连接，利用 VC2作增益控制电压。图2.20高线性度压控跨导运算放大器电路High linearity degree pressure charges the OTA circuit2.4.4电路仿真利用Spice软件对图2.20所示的改进型COMS OTA的跨导特性进行仿真，具体仿真网单文件如下:COMSOTAVDD 4 0 12VSS 5 0 -12VC1 11 0 3.17VC2 3 0 -2

34、VIP 1 0 2VIN 2 0 -2RL 12 0 2KM6 14 2 6 6 MOD1 W=6U L=24UM3 13 1 6 6 MOD1 W=6U L=24U.MODEL MOD1 NMOS LEVEL=2M1 8 13 21 21 MOD2 W=23U L=6UM4 7 14 18 18 MOD2 W=23U L=6U.MODEL MOD2 NMOS LEVEL=2M2 7 11 13 13 MOD3 W=21U L=21UM5 8 11 14 14 MOD3 W=21U L=21U.MODEL MOD3 NMOS LEVEL=2M7 5 3 21 21 MOD4 W=46U L=6

35、UM8 5 3 18 18 MOD4 W=46U L=6U.MODEL MOD4 PMOS LEVEL=2M9 8 10 4 4 MOD5 W=320U L=6UM10 10 10 4 4 MOD5 W=320U L=6UM11 12 8 10 10 MOD5 W=320U L=6UM12 7 9 4 4 MOD5 W=320U L=6UM13 9 9 4 4 MOD5 W=320U L=6UM14 15 7 9 9 MOD5 W=320U L=6U.MODEL MOD5 PMOS LEVEL=2M15 12 15 20 20 MOD6 W=20U L=10UM16 20 19 5 5 MOD

36、6 W=20U L=10UM17 15 15 19 19 MOD6 W=20U L=10UM18 19 19 5 5 MOD6 W=20U L=10U.MODEL MOD6 NMOS LEVEL=2M19 6 16 5 5 MOD7 W=28U L=10U.MODEL MOD7 NMOS LEVEL=2M21 11 11 4 4 MOD8 W=68U L=6U.MODEL MOD8 PMOS LEVEL=2M22 17 17 11 11 MOD9 W=30U L=6U.MODEL MOD9 PMOS LEVEL=2M23 17 17 16 16 MOD10 W=6.8U L=6U.MODEL

37、MOD10 NMOS LEVEL=2M24 16 16 5 5 MOD11 W=6U L=12U.MODEL MOD11 NMOS LEVEL=2.DC VC2 -7 -2 0.1.OP.PROBE.END跨导曲线仿真结果如图2.21所示。观察跨导曲线图，取增益控制电压 VC2从-7V 到-2V区间，输出电流为-100uA到-40uA。跨导曲线的线性度较高。可见该改进型CMOS OTA跨导具有较大的线性范围。VC2图2.21单组跨导曲线Single transconductance curve取输入电压幅值分别为6V、4V、2V、1V,进行多组跨导曲线的仿真。仿真结果如图2.22所示。经观察，当电压幅值为1V、2V时，跨导的线性度最高.两条跨导曲线近似重合。当电压幅值取值为4V时，所对应的跨导特性曲线线性能力变差，但仍基本呈线性。当电压幅值取值为 6V时，所对应的跨导曲线线性能力最差。图2.22多组跨导曲线Multiunit transconductance curve取外部控制电压VC2分别为-5V、-3V、-1V,观察输出电流与输入电压之间的关系， 所得直流传输特性曲线如图2.23所示，跨导呈线性，控制电压VC2越大，跨导越大BDDuJlT.WT.flV-I.3VW2-CV电 ES.WD1一门叫 VIP图2.23直流传输特性曲线Direct-current trans