反激式的RCD吸收回路

1、反激式开关电源RCD吸收电路的设计对于一位开关电源工程师来说，在一对或多对相互对立的条件面前做出选择，那是常有的事。而我们今天讨论的这个话题就是一对相互对立的条件。（即要限制主MOS管最大反峰，又要RCD吸收回路功耗最小）在讨论前我们先做几个假设， 开关电源的工作频率范围:20200KHZ； RCD中的二极管正向导通时间很短（一般为几十纳秒）； 在调整RCD回路前主变压器和MOS管，输出线路的参数已经完全确定。有了以上几个假设我们就可以先进行计算：一首先对MOS管的VD进行分段：，输入的直流电压VDC；，次级反射初级的VOR；，主MOS管VD余量VDS；，RCD吸收有效电压VRCD1。 二对于

2、以上主MOS管VD的几部分进行计算：，输入的直流电压VDC。在计算VDC时，是依最高输入电压值为准。如宽电压应选择AC265V，即DC375V。VDCVAC *2，次级反射初级的VOR。VOR是依在次级输出最高电压,整流二极管压降最大时计算的，如输出电压为：5.0V5%（依Vo =5.25V计算），二极管VF为0.525V（此值是在1N5822的资料中查找额定电流下VF值）VOR(VF+Vo)*Np/Ns，主MOS管VD的余量VDSVDS是依MOS管VD的10%为最小值如KA05H0165R的VD=650应选择DC65VVDCVD* 10%，RCD吸收VRCDMOS管的VD减去，三项就剩下VR

3、CD的最大值。实际选取的VRCD应为最大值的90%（这里主要是考虑到开关电源各个元件的分散性，温度漂移和时间飘移等因素的影响）。VRCD(VD-VDC -VDS)*90%注意： VRCD是计算出理论值，再通过实验进行调整，使得实际值与理论值相吻合 VRCD必须大于VOR的1.3倍（如果小于1.3倍，则主MOS管的VD值选择就太低了） MOS管VD应当小于VDC的2倍（如果大于2倍，则主MOS管的VD值就过大了） 如果VRCD的实测值小于VOR的1.2倍，那么RCD吸收回路就影响电源效率。 VRCD是由VRCD1和VOR组成的，RC时间常数确定是依开关电源工作频率而定的，一般选择1020个开关电

4、源周期。三试验调整VRCD值首先假设一个RC参数，R=100K/RJ15, C=10nF/1KV。再上市电，应遵循先低压后高压，再由轻载到重载的原则。在试验时应当严密注视RC元件上的电压值，务必使VRCD小于计算值。如发现到达计算值，就应当立即断电，待将R值减小后，重复以上试验。（RC元件上的电压值是用示波器观察的，示波器的地接到输入电解电容“”极的RC一点上，测试点接到RC另一点上）一个合适的RC值应当在最高输入电压，最重的电源负载下，VRCD的试验值等于理论计算值。四试验中值得注意的现象输入电网电压越低VRCD就越高，负载越重VRCD也越高。那么在最低输入电压，重负载时VRCD的试验值如果

5、大于以上理论计算的VRCD值，是否和（三）的内容相矛盾哪？一点都不矛盾，理论值是在最高输入电压时的计算结果，而现在是低输入电压。重负载是指开关电源可能达到的最大负载。主要是通过试验测得开关电源的极限功率。五RCD吸收电路中R值的功率选择R的功率选择是依实测VRCD的最大值，计算而得。实际选择的功率应大于计算功率的两倍。 编后语：RCD吸收电路中的R值如果过小，就会降低开关电源的效率。然而，如果R值如果过大，MOS管就存在着被击穿的危险。一、 引言反激式变换器具有低成本，体积小，易于实现多路输出等优点，因此被广泛应用于中小功率(100w)的电源中。但是，由于变压器漏感的存在及其它分布参数的影响，

6、反激式变换器在开关管关断瞬间会产生很大的尖峰电压，这个尖峰电压严重危胁着开关管的正常工作，必须采取措施对其进行抑制，目前，有很多种方法可以实现这个目的，其中的RCD箝位法以其结构简单，成本低廉的特点而得以广泛应用，但是，由于RCD箝位电路的箝位电压会随着负载的变化而变化，如果参数设计不合理，该电路或者会降低系统的效率，或者会达不到箝位要求而使开关管损坏，本文介绍了反激式变换器中的RCD箝位电路的基本原理，给出了一套较为实用的设计方法。二、 反激式变换器中RCD箝位电路的工作原理图为RCD 箝位电路在反激式变换器中的应用。图中：Vclamp:箝位电容两端间的电压Vin:输入电压VD:开关管漏极电

7、压Lp:初级绕组的电感量Llk:初级绕组的漏感量该图中RCD箝位电路的工作原理是：当开关管导通时，能量存储在Lp和Llk中，当开关管关闭时，Lp中的能量将转移到副边输出,但漏感Llk中的能量将不会传递到副边。如果没有RCD箝位电路，Llk 中的能量将会在开关管关断瞬间转移到开关管的漏源极间电容和电路中的其它杂散电容中，此时开关管的漏极将会承受较高的开关应力。若加上RCD 箝位电路，Llk中的大部分能量将在开关管关断瞬间转移到箝位电路的箝位电容上，然后这部分能量被箝位电阻Rc消耗。这样就大大咸少了开关管的电压应力。三、 RCD 箝位电路的设计在RCD 箝位电路中电阻 Rc和电容Cc的取值都比较大

8、，因此，箝位电容Cc上的电压在每个开关周期不会有较大的变化，这样，我们可以用一个恒定值 Vclamp来表示箝位电容两端的电源。在此基础上我们可以按以下几个步骤来设计RCD箝位电路。步骤一：确定箝位电压Vclamp图2表示的是采用RCD 箝位的反激变换器的开关管的漏极电压。图中：VOR：次级到初级的折射电压Vclamp：箝位电容Cc两端的箝位电压VBR(DSS)：开关管的漏源极击穿电压VINMAX：最大输入直流电压由图可见，箝位电压Vclamp与开关管的VBR(DSS)及输入最高电压有关，如果考虑0.9的降额使用系数，可用下式来确定Vclamp的大小 。步骤二：确定初级绕组的漏感量Llk初级绕组

9、的漏感量可以通过测试来获得，常用方法是，短路各个次级绕组测试此时的初级绕组的感量，这个值就是初级绕组的漏感量。需要注意的是，测试频率应采用变换器的工作频率。当然，批量生产时不可能采取逐个测试的方法，这时，可确定一个百分比来估计整个批次的漏感值，这个百分比通常是在1%-5%。步骤三：确定箝位电阻Rc前文提到，箝位电容Cc两端的电压可用恒定值Vclamp表示，因此箝位电阻消耗的功率为：式中：PR-clamp：箝位电阻消耗的功率另一方面从能量守恒原则考虑，存在以下关系：式中：WR-clamp：箝位电阻消耗的能量Wl：初级绕组漏感中存储的能量VOR：次级到初级的折射电压。Vclamp：箝位电压将能量转

10、换为平均功率则(3)式可变为：式中：fs：变换器的工作频率Llk：初级绕组的漏感量Ids-peak：开关管的最大峰值电流(即低压满载时的峰值电流)这样由(2)、(4)式就可得到箝位电阻的计算公式：步骤四：确定箝位电容Cc箝位电容Cc的值应取得足够大以保证其在吸收漏感能量时自身的脉动电压足够小，通常取这个脉动电压为箝位电压的5%-10%,这样，我们就可通过下式来确定Cc的最小值。式中：Cc：箝位电容Vclamp：箝位电压Vclamp：箝位电容上的脉动电压Rc：箝位电阻fs：变换器的工作频率步骤五：实验验证上述计算结果，应该在实验中得以验证，此时应该观察各种输入电压及负载情况下的箝位电压波形，同时还要考虑元器件的选型是否合理，比如，箝位电阻的功率选择应考虑1/3降额使用，箝位电容应选择具有低的串联等效电阻和低的等效电感的电容，箝位二极